基于数字控制的三电平LLC谐振变换器设计

第４６卷第９期　２０１２年９月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４６．Ｎｏ．９　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２０１２　基于数字控制的三电平ＬＬＣ谐振变换器设计　赵清林　，刘　兴　，王燕芹　，赵建勇　（１．燕山大学，电力电子节能与传动控制河北省重点实验室，河北秦皇岛０６６００４；　２．中国建筑科学研究院，北京１０００１３；３．冀中能源股份有限公司东庞矿，河北邢台０５４０００）　摘要：三电平直流变换器可降低功率开关器件承受的电压应力．在高压输入场合可选择低压器件，有利于功率　器件的选择。三电平ＬＬＣ谐振变换器不仅能实现初级开关器件的ＺＶＳ，还能实现输出整流二极管的ＺＣＳ，有利　于提高变换器效率。降低电磁干扰。详细分析了三电平半桥ＬＬＣ谐振变换器的工作原理、控制方式及主要参数　设计，采用数字控制完成了８００　Ｗ样机实验。实验结果验证了理论分析的正确性及该变换器的高效性。　关键词：变换器；三电平；软开关；数字控制　中图分类号：ＴＭ４６　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１２）０９—００２１—０３　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ　ＬＬＣ　Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ＺＨＡＯ　Ｑｉｎｇ—ｌｉｎ　，ＬＩＵ　Ｘｉｎｇ　，ＷＡＮＧ　Ｙａｎ—ｑｉｎ　，ＺＨＡＯ　Ｊｉａｎ—ｙｏｎｇｓ　（１．Ｋｅｙ　Ｌａｂ　ｏｆＰｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　ｆｏｒ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｃｏｎｓｅｒｖａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｍｏｔｏｒ　Ｄｒｉｖｅ　ｏｆＨｅｂｅｉ　Ｐｒｏｖｉｎｃｅ，　Ｙａｎｓｈａｎ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｑｉｎｈｕａｎｇｄａｏ　０６６００４，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ　ＤＣ／ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｃａｎ　ｒｅｄｕｃｅ　ｔｈｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｔｒｅｓｓ　ｏｆ　ｅａｃｈ　ｍａｉｎ　ｓｗｉｔｃｈ，ｗｈｉｃｈ　ｃａｎ　ｃｈｏｏｓｅ　ｌｏｗ　ｖｏｌｔ－　ａｇｅ　ｓｔｒｅｓｓ　ｄｅｖｉｃｅｓ　ｆｏｒ　ｈｉｇｈ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｉｎｐｕｔ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＳＯ　ｉｔ　ｉｓ　ｈｅｌｐｆｕｌ　ｆｏｒ　ｃｈｏｉｃｉｎｇ　ｐｏｗｅｒ　ｄｅｖｉｃｅ．Ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ　ＬＬＣ　ｒｅｓｏ—　ｎａｎｔ　ＤＣ／ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｍａｉｎｔａｉｎｓ　ｍｅｒｉｔｓ　ａｓ　ＺＶＳ　ｆｏｒ　ｍａｉｎ　ｓｗｉｔｃｈｅｓ　ａｎｄ　ＺＣＳ　ｆｏｒ　ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ　ｄｉｏｄｅｓ，ｔｏ　ｉｍｐｒｏｖｅ　ｔｈｅ　ｅｆｔ］一　ｃｉｅｎｃｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ｒｅｄｕｃｅ　ＥＭＩ．ｈｉＴｓ　ｐａｐｅｒ　ａｎａｌｙｓｅｓ　ｔｈｅ　ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ　ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ　ＬＬＣ　ｒｅｓｏｎａｎｃｅ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ，ｔｈｅ　ｏｐｅｒ—　ａｔｉｏｎａｌ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｏｄｅ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｍａｉｎ　ｄｅｓｉｇｎ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ａｒｅ　ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ｔｈｅ　８００　Ｗ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ　ｉｓ　ｃｏｍｐｌｅｔｅｄ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ，ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｅ　ｔｈｅ　ｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｔｈｅｏｒｙ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｈｉｇｈ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｏｆ　ｔｆｈｉｓ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ；ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ；ｓｏｆｔ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ　１　引　言　近年来，随着电力电子装置的增多和功率等　级的不断加大．国内外相继制定了一系列限制用　ＺＶＳ；整流二极管存在反向恢复问题。存在输入电　压范围和转换效率的矛盾等缺点。　ＬＬＣ谐振变换器既能实现主功率开关管　电设备谐波污染的标准，用电设备输入端普遍采　用功率因数校正技术来消除谐波污染【”。三相功　率因数校正变换器被应用于中大功率电源场合．　并将成为今后发展趋势。然而其输出电压一般为　ＤＣ７６０～８００　Ｖ，甚至更高，增大了后级直流变换器　开关管的电压应力。普通ＭＯＳＦＥＴ不能承受高压，　而高压ＭＯＳＦＥＴ价格高且性能显著下降。　三电平直流变换器能够将开关管电压应力降　为输入侧直流母线电压的一半．在高压输入场合　能选取低压器件【　，采用移相控制技术可实现主　开关管ＺＶＳ，但其滞后管在负载较轻时不易实现　定稿日期：２０１２—０７—１６　ＺＶＳ，又能实现整流二极管ＺＣＳ，提高变换器效率。　降低电磁干扰。高压端输入效率较高，适合有断电　保持时间要求的场合【　。但其开关管电压应力为输　入电压，不适合高压输入场合。将ＬＬＣ谐振技术应　用于三电平直流变换器，可在高压输入条件下选　用低压器件，实现功率器件的软开关，提高效率【　。　ＬＬＣ谐振变换器大多采用模拟控制方法。而　采用数字控制芯片可简化控制电路的复杂性．使　设计更加灵活。这里介绍了基于数字控制器　ｄｓＰＩＣ３３ＦＪ　１６ＧＳ５０４的三电平ＬＬＣ谐振变换器的工　作原理、控制方式及主要参数设计。通过实验结果　证明了理论分析的正确性及该变换器的高效性。　２原理与设计　２．１工作原理分析　作者简介：赵清林（１９６９一），男，黑龙江鹤岗人，博士，教　授，研究方向为逆变器并联控制技术、高频磁链逆变器拓　扑和控制技术等。　主电路结构如图１所示。主要工作波形如图２　２１　第４６卷第９期　２０１２年９月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４６，Ｎｏ．９　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２０１２　所示，ＶＳ　与ＶＳ　同时开通，而为确保两只开关管　的电压应力相等，ＶＳ　要在ＶＳ：关断之前关断，这　样之前流过ＶＳ　的电流就转移到箝位二极管ＶＤ　中，Ｖｓ　的电压应力被筘位在　／２，当ＶＳ　关断，　ＶＳ　的电压应力即为　／２。ＶＳ　和ＶＳ，同理。故定　义ＶＳ。，ＶＳ４为超前管，ＶＳ　，ＶＳ３为滞后管，且ＶＳ　与ＶＳ　的驱动信号互补，ＶＳ　与ＶＳ，的驱动信号互　补，且占空比都为５０％，通过改变开关管的开关　频率就可控制输出电压的大小。　图１三电平ＬＬＣ谐振ＤＣ／ＤＣ变换器　Ｆｉｇ．１　Ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ　ＬＬＣ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ＤＣ／ＤＣ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　Ｉ●　Ｉ　Ｉ　●　●Ｉ　Ｉ　ＵｇＶＳ１，４　ＶＳ－　：Ｉ＝　ＶＳｄ　：ｌ　ＶＳｌ：　Ｉ　ｌｌ　ＩＩ　ＩＩ　Ｉ　Ｉ　Ｉ　ｕｇＶＳ２，３　ｌ　ＶＳ，ｉｉ｝ｌ　ｌ　ＶＳ１　ｌ　ｉ・Ｉ　Ｉ　ＶＳ，ｉｉ　ｉＩ　一　／／ｄｓＶＳ１　：　／２：Ｎ　ＵｅｓＶＳ２　｝ｆ　以　／２　：　ｆ　ＵｄｓＶＳ３　Ｕ。　／２　ｊＮ　ｉ　／２　ｆ　‘　ＩｔｄｓＶＳ４　川ｉ　Ｕｉ　／２．Ｎ　．　／２　ｒ　Ｌ　Ｌ　！‘　ｆ　－　●　ｌＬｒ，电ｍ　一，　＼　一　，　●　ＩＶＤｒ　ｉ　图２主要工作波形　Ｆｉｇ．２　Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ＬＬＣ谐振变换器漏感Ｌ　、励磁电感　和谐振　电容Ｇ构成ＬＬＣ谐振网络。当变换器工作在重载　状态下时，由　和负载构成串联谐振回路。此　时谐振频率为：　＝（２叮ｒ、／　－１　（１）　当变换器工作在空载状态下时，由　，　和　构成串联谐振回路。此时谐振频率为：　．厂ｍ＝（２盯、／（　“　）Ｇ）一　（２）　故该变换器在空载时的谐振频率要低于带载　时的谐振频率。从本质上来说，ＬＬＣ谐振变换器就　是有两个谐振点的串联谐振电路。要使谐振腔呈　现感性状态。其输入的高频方波电压频率必须高　２２　于谐振频率。因此，开关频率．　最小不能低于厶。　ＬＬＣ谐振变换器根据　的不同可分为以下３种工　作状态　。　假定电路工作在．　下，该变换器在一个　周期内可细分为１２个工作状态．因其具有对称　性，这里仅分析前６个开关状态。　模态１［ｔｏ－ｔ　］在ｔｏ时刻，ＶＳ　，ＶＳ　同时开通，　谐振电流ｉ　以正弦形式上升，ＶＤ　导通，变压器　次级被输出电压箝位，励磁电流　在输出电压的　箝位作用下线性上升，谐振发生在　与Ｇｒ之间，　次级电流取决于初级ｉ　与　之差。　模态２［ｔ　～ｔ２］　随着初级　谐振达到峰值且慢　慢减小，　线性上升，在ｔ　时刻两者相等。次级二　极管电流减小为零，ＶＤ　。零电流关断。此时　不　再被输出电压箝位，　，　和　一起谐振。因Ｌ　》　，谐振周期变得很大，此模态下　近似不变。　模态３［ｔ　～ｔ，］　ＶＳ　在ｔ　时刻关断，谐振电流　对ＶＳ　寄生电容Ｃ　充电，对ＶＳ　寄生电容　放电。　模态４［ｔ３～ｔ４］　在ｔ，时刻，Ｃ　上的电压　ａ上　升为ｖｉＪ２，ＶＤ　导通，从而限制了　ａ继续上升，同　时　下降为零且被箝位为零。　通过ＶＤ　，ＶＳ：和　谐振网络续流。　模态５［ｔ　一ｔ５】ｔ４时刻，ＶＳ２关断，　开始对ｃ２　充电，并对ｃ，放电。由于Ｖｓ４的反并联二极管ＶＤ　导通，随着Ｃ３上电压ｕ０减小，ｕａ　慢慢变为一ｕｄ２，　变压器上产生了反向电压偏置。使ＶＤ　导通。Ｌ　再　次被输出电压箝位而脱离谐振网络。　模态６［ｔ５一ｔ６】　在ｔ５时刻，　乜上升为　２，同　时　０下降为零，ＶＤ，导通，　流经ＶＤ，和ＶＤ　，将　能量回馈给输入侧。从而为ＶＳ，，Ｖｓ４的ＺＶＳ创造　了条件。在ｔ　时刻，ＶＳ　和ＶＳ　开通，变换器进入后　半个工作周期。　上面６个模态的分析是在　＞　的情况下，　开关管工作在ＺＶＳ状态，整流二极管工作在ＺＣＳ　状态。当　时，初级电流为完整的正弦波，次级　整流器的输出电流临界连续，变换器导通损耗最　小，可得到较高效率。当　，ｉｈ与变压器的初级　电流还未相等时，开关管已经被关断，　迅速下　降，次级二极管电流也随之迅速减小，当ｉ　与　相等时。次级二极管自然关断。　２．２变换器特性分析　由上述工作原理分析可知。在一个开关周期　中，　是一个幅值大小为　２的对称交流方波　电压。可使用基波分量法来分析ＬＬＣ谐振网络模　型．近似得到变换器电压增益为：　基于数字控制的三电平ＬＬＣ谐振变换器设计　，Ｋ，Ｑ）－Ｉ—ｓＬ，＋Ｉ／ＯＣＪ＋Ｒ￣Ｉ　ＯＬｎｉ）Ｊ＝　１／、／【１＋１　一１／（　）】２＋Ｑ　一１　）　（３）　式中：Ｑ为品质因数，Ｑ＝ＺＪＲ　＿、丽　；励磁电感与谐　振电感的比值Ｋ＝ＬｄＬ　为归一化频率，ｆｏ＝ｆＪｆ。　图３示出当Ｋ＝７，且Ｑ取不同值时电压增益　１ｌｌ１　Ｏ　Ｏ　Ｏ　０　２　８　６　４　２　Ｌ　８　６　４　２　Ｏ　３　关于．　的曲线。对应于不同的Ｑ值曲线，其曲线顶　点的右侧区域均为感性区域，其余部分为容性区　域。为使开关管工作在ＺＶＳ，工作频率必须位于感　性区域，即　滞后于输入电压。　图３电压增益曲线　Ｆｉｇ．３　Ｔｈｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｇａｉｎ　ｃｕｌ￣ｅ　２．３变换器参数设计　变换器设计规格如下：输入电压范围５５０～　７００　Ｖ；额定输入电压６８０　Ｖ；额定输出电压４８　ｖ；　最大输出功率８００　Ｗ；谐振频率ｆ＝ｌＯ０　ｋＨｚ。　①计算匝比ｉｒｔ：由公式ｎ＝０．５ｘ　ｌＩ瑚ｌ／　，得变压　器匝比ｎ＝７．０８３，取ｎ＝７；②计算变换器最大增益　和最小增益‰：由增益公式Ｍ＝２ｎｘＵｏ，　，可　得变换器最大和最小增益为‰＝１．２２，‰＝０．９６；　③计算交流等效电阻：折射到变压器初级的负载　阻抗为Ｒ　＝（８ｎ　Ｕｏ）／（￣２Ｐｏ）＝１１４．４　Ｑ；④选定合适　Ｋ值与Ｑ值：在设计中既要保证Ｋ值不能过大而　导致变换器工作频率范围过大．又要保证Ｋ值不　能太小使得￡　数值太小从而导致变换器回路电流　太大，降低效率。一般　取５～１０。Ｑ值大小直接影　响变换器增益是否足够大。Ｑ值将决定谐振电感大　小，进而影响　值。这里取Ｋ＝９，Ｑ＝Ｏ．２８４。图４示　出当Ｋ＝９，Ｑ＝Ｏ．２８４时变换器增益曲线。　１．６　１．４　Ｉ．２　１　０．８　Ｏ．６　０．４　Ｏ．２　Ｏ　，ｎ　图４变换器增益曲线　Ｆｉｇ．４　Ｔｈｅ　ｇａｉｎ　ｃｕｒｖｅ　ｏｆ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　该曲线满足变换器所需的增益需求；⑤计算谐　振回路参数：Ｃ￣＝４９　ｎＦ；　＝５１．７　Ｈ；Ｌｍ＝４６５　Ｈ。　２．４变换器数字化实现　变换器控制采用ｄｓＰＩＣ３３ＦＪ１６ＧＳ５０４型ＤＳＰ　为核心控制芯片．片内高速ＰＷＭ模块可提供８路　ＰＷＭ输出，支持多种ＰＷＭ模式，可在运行中更改　ＰＷＭ频率、占空比和相移，非常适用于电源转换　应用。数字控制器产生变换器所需的两组占空比　都为５０％的互补驱动信号．且通过驱动芯片　ＵＣＣ２７４２４来提高驱动能力。后接脉冲驱动变压器　来实现对功率开关管的隔离驱动．以解决功率开　关管的源极在变换器工作时因电位浮动而难以选　择驱动电路的问题。图５为主要控制程序流程图。　图５控制程序流程图　Ｆｉｇ．５　Ｐｒｏｇｒａｍ　ｆｌｏｗｅｈａ￣　３　实验分析　搭建了一台８００　Ｗ实验样机来验证对三电平　ＬＬＣ谐振变换器的理论分析。参数如下：输入直流　电压６８０　Ｖ，输出直流电压４８　Ｖ，输出电流０　１７　Ａ，　额定工作频率１００　ｋＨｚ．选择ＦＣＰＦ１６Ｎ６０ＮＴ为主　开关管，整流二极管选择ＳＴＰＳ４０１５０ＣＴ．谐振腔参　数：Ｃ￣＝４９　ｎＦ，Ｌ　＝５１．７　ＩｘＨ，Ｌ　＝４６５　Ｈ。　以下为变换器工作在输入电压６８０　Ｖ．输出　功率７２０　Ｗ状态下的实验波形。　由图６ａ可见，在输入电压６８０　Ｖ条件下，ＶＳ，　和Ｖｓ４电压应力都为３４０　Ｖ．为输入电压的一半．　且ＶＳ　比ＶＳ　率先承受一半输入电压，与理论分　析一致。由图６ｂ可见，在驱动信号到来前，Ｖｓ　的　漏源电压已降为零，开关器件很容易实现ＺＶＳ。由　图６ｃ可见，整流二级管电流谐振到零后自然关　断，无反向恢复电流，很好地实现了ＺＣＳ，并且电　压应力仅为输出电压的两倍。由图６ｄ可见，谐振　腔内谐振电流滞后于输入电压。图６ｅ为输出整流　二极管后的电流与输出电压波形．变换器在开关　频率小于谐振频率状态下。滤波电容上的电流为　断续的馒头波，输出电压稳定在４８　Ｖ．实验结果　与理论分析一致。　（下转第２６页）　２３　第４６卷第９期　２０１２年９月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４６，Ｎｏ．９　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２０１２　策略，此时系统三相仍能输出五电平线电压波形，　可维持系统继续运行。不过，仔细观察波形可知，　影响，得到了故障状态下的空间电压矢量分布图。　在此基础上，提出了一种采用冗余电压矢量替代　损失矢量维持系统继续运行的冗余控制方法。通　输出电压波形发生了一定程度的畸变。　５实验及结果　采用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ型ＤＳＰ芯片搭建硬件　过矢量的重新选择和分配。利用剩余的电压空间　矢量合成旋转电压参考矢量和定子磁链圆，维持　了逆变器的持续运行。通过软件方法解决了多电　平逆变器的可靠性问题。　电路并进行实验调试。得到实验波形如图５所示。　参考文献　【１】　何湘宁，陈阿莲．多电平变换器的理论和应用技术［Ｍ】．　北京：机械工业出版社，２００６．　［２】胡存刚，王群京，李国丽，等．基于虚拟空间矢量的三　ｔ／（５０　ｍｓ／Ｍ）（ａ）相对于电压中点电位的ａ相电压　ｔ／（５０　ｍｓ／￣）　电平ＮＰＣ逆变器中点电压平衡控制方法［Ｊ］．电工技　术学报，２００９，２４（５）：１００—１０７．　【３］叶宗彬，李浩，景巍，等．双三电平双馈电机控制　系统［Ｊ］．电工技术学报，２００９，２４（６）：２４—２９．　（ｂ）线电压　图５实验波形　Ｆｉｇ．５　Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｗａｖｅｆｏｒｌｎｓ　由图５ａ可见．实验与仿真波形基本一致。由　图５ｂ上、下波形可见。采用冗余策略后的逆变器　维持了继续运行。输出电压波形与Ｍａｔｌａｂ仿真波　形进行比较。两者也较为接近，验证了实验室搭建　的硬件电路及ＤＳＰ冗余控制程序的正确性。　６　结’论　通过分析器件故障对ＮＰＣ多电平逆变器的　（上接第２３页）　［４］马文忠，吴海波，郭江艳．基于优化空间矢量脉宽调制　算法的变频器中点平衡控制【Ｊ】．电机与控制应用，２０１０，　５９（６）：５５—５８．　【５］　Ｍｏｎｄａｌ　Ｇｏｐａｌ，Ｓｈｅｒｏｎ　Ｆ，Ｄａｓ　Ａｎａｎｄａｒｕｐ，ｅｔ　ａ１．Ａ　ＤＣ—ｌｉ—　ｎｋ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｂａｌａｎｃｉｎｇ　Ｗｉｔｈ　ＣＭＶ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　Ｕｓｉｎｇ　Ｏｎｌｙ　ｔｈｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ｓｔａｔｅ　Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｉｅｓ　ｆｏｒ　ａ　Ｒｅ—　ｄｕｃｅｄ　Ｓｗｉｔｃｈ　Ｃｏｕｎｔ　Ｍｕｌｔｉ—ｌｅｖｅｌ　Ｉｎｖｅ￣ｅｒ　Ｆｅｄ　ＩＭ　Ｄｒｉｖｅ［Ｊ］．　ＥＰＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ，２００９，１９（１）：５—１５．　图６ｆ为变换器在额定输入电压６８０　Ｖ条件　下。不同负载的效率测试曲线。可见，变换器在半　载时效率可达９６．７５％。　蝗　＞　０　４　结　论　研究了一种三电平ＬＬＣ谐振直流变换器．该　变换器将三电平直流变换器和ＬＬＣ谐振技术相　结合，既可使功率开关管的电压应力降低为输入　电压的一半．使该变换器能适应三相功率因数校　；“ｄ　ｓ　…．　；ｒ　１　・　；　—ｔ—　０　Ｌ　ｊ　”ｄ　…　…／　缫黼・　嘲｝ＩＩ　ｌ…　０．　：：：　　．，　譬　ｒ　０　－Ｊ　ｆＩ　　；　Ｌ　（ｂ　－●●●　：　０ｉ：：　‘　ｔ／（２　ｕｓ／格）　（ａ）ＶＳ　３ＮＳ　源电眶正的高压输出环境。又可实现功率开关管ＺＶＳ和　整流二极管ＺＣＳ。提高变换器的效率。通过数字控　制器ｄｓＰＩＣ３３ＦＪ１６ＧＳ５０４来实现变换器的数字控　制，简化了控制电路复杂度。　蜒　ｊ０　一　、　‘－一　　－　蕾‘－　参考文献　［１］任凌，王志强，李思扬．有源功率因数校正技术综述［Ｊ］．　电源世界，２００５，１６（１１）：４－５．　羹　ｔ／（２　ｓ／格）（ｃ）ＶＤ　ｌ的电流和电压　…　蠊馕　Ｌ　§　　：：：　ｔ／（２　／格）　（ｄ）变压器初级电压与谐振电流　９９９７　９５　【２］　阮新波，俨仰光．软开关ＰＷＭ三电平直流变换器【Ｊ】　．电工技术学报，２０００，１５（６）：２８—３４．　【３］　Ｙａｎｇ　Ｂ，Ｌｅｅ　Ｆ　Ｃ，Ｚｈａｎｇ　Ａ　Ｊ，ｅｔ　ａ１．ＬＬＣ　Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｃｏｎ－　ｖｅｒｔｅｒ　ｆｏｒ　Ｆｒｏｎｔ　Ｅｎｄ　ＤＣ／ＤＣ　Ｃｏｎｖｅ￣ｉｏｎ［Ａ］．Ｉｎ　Ｐｒｏｃｅｅｄ－　ｉｎｇ　ｏｆ　ＩＥＥＥ　Ａｐｐｌｉｅｄ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ａｎｄ　上　　ｉ：　：　ｉ　　；／’　’　０　ｉ　ｏ　‘　ｌ　ｆ　｜　．ＯＶ　＼｝　．　・　；；　ｌｔ］不同负载下的效率曲线　ｔ／（２　／格）　（ｅ）整流＝　极管后电流和输出电压　Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ［Ｃ］．２００２，２：１１０８－１１１２．　【４】顾亦磊，吕征宇，钱照明．一种新颖的三电平软开关谐　图６实验波形及效率曲线　Ｆｉｇ．６　Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ａｎｄ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｃｕｒｖｅ　ｆ振型ＤＣ／ＤＣ变换器［Ｊ］．电工技术学报，２００４，２４（８）：　２４－２８　２６