LTCC微波带通滤波器集总电路和微带结构的研究

浙江工业大学硕士学位论文ＬＴＣＣ微波带通滤波器集总电路和微带结构的研究作者姓名：宗志峰指导教师：覃亚丽浙江工业大学信息工程学院２００９年４月浙江工业大学硕士学位论文ＬＴＣＣ微波带通滤波器集总电路和微带结构的研究摘要随着微电子信息技术的迅猛发展，电子整机、通讯类产品迅速向小、轻、薄的方向发展，促使了电子元件也趋于微型化、集成化和高频化。以低温共烧陶瓷技术（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ．ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃ，ＬＴＣＣ）为基础的层叠结构具有体积小、成本低、性能可靠等优点，在滤波器、振荡器、混频器、天线等方面获得了广泛应用。本项目是与深圳顺络电子有限公司合作，基于ＬＴＣＣ工艺，通过场路结合与电磁场仿真软件辅助的设计方法，研制适于工程需要的小型微波带通滤波器，主要研究内容如下：１．ＳＩＲ折叠线谐振腔的研究。首先运用奇偶模的方法得出了几种耦合微带单元的网络参量和等效电路。再则利用电路分析与电磁场仿真相结合的方法，指出由多级谐振腔耦合而引起的带内谐振频率分离现象，并得到谐振单元的个数与散色参数Ｓｌｌ在通带内极点的个数相同。最后提出一种ＳＩＲ折叠线型谐振腔，可将２／４（６ｍｍ）均匀微带线谐振腔缩小到１．８ｍｍ左右来实现２．４５ＧＨｚ的中心频率，缩小器件的体积。２．滤波器集总电路的设计。包括滤波器的通带设计、阻带设计、端口设计和电路综合四个部分。采用传统的切比雪夫型滤波器设计方法设计通带。在阻带设计上，从信号传输的角度分析电路得出传输零点的形成原理，利用单级谐振腔串联电容和级间耦合的方式获得了低阻带的传输零点。在端口设置上给出了二种结构的信号加入方式：抽头式和电容耦合式。最后综合出二种结构的集总电路形式，并证明了该结构在低阻带形成传输零点的可行性。３．带状线滤波器的建模。微波器件小型化以后，谐振腔与谐振腔的间距缩小，以致谐振腔之间、谐振单元的层与层之间的电磁耦合现象变的十分复杂，本文借助电磁场仿真软件（ＨＦＳＳ）进行模拟，采用多步优化的方法结合电路分析的结果对模型仿真、调试最终得到了中心频率为２．４５ＧＨｚ，带宽１００ＭＨｚ，外形尺寸为２．５×２．０ｘ０．９ｒａｍ３，带内插损＜１．７ｄＢ，并且在低阻带产生两个传输零点的滤波器，其性能满足各项技术指标要求。关键词：带通滤波器，ＬＴＣＣ，ＳＩＲ折叠线谐振腔，传输零点浙江工业大学硕士学位论文ＲＥＳＥＡＲＣＨｏＦＬＵＭＰＥＤＣＩＲＣＵＩＴＡＮＤＳＴＲＵＣＴＵＲＥＦｏＲ１月ＣＣＢＡＮＤＰＡＳＳＦ１１月ＥＲＭＩＣＲｏＳＴＲＩＰＭＩＣＲｏⅥ么气ＶＥＡＢＳＴＲＡＣＴ、聃ｔ１１ｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｈｅｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｔｅｎｄｔｏｍｉｎｉａｔｕｒｉｚａｔｉｏｎ，ｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎａｓｗｅｌｌａｓｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｈｅｍｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ．，ｎｌｅｄｅｓｉｇｎｏｆｍｕｌｔｉｌａｙｅｒｓｔｒｕｃｔｕｒｅｗｈｉｃｈｂａｓｅｄｏｎＬＴＣＣ（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ—ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｈａｓｓｍａｌｌｓｉｚｅ，ｌｏｗｃｏｓｔ，ｒｅｌｉａｂｌｅａｎｄＳＯｏｎ．ａｒｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｎｄｍｉｘｅｄｔｏｗａｓｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｔｈｅｆｉｌｔｅｒ，ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ，ｍｉｘｅｒ，ａｎｔｅｎｎａａｎｄｔｈｅｍａｇｎｅｔｉｃ－ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＩｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ｔｈｅｔｈｅｏｒｙａｎａｌｙｓｅｓｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｗａｒｅｒｅｓｕｌｔｓａｎａｌｙｚｅａｎｄｄｅｓｉｇｎｔｈｅＬＴＣＣｍｉｃｒｏｗａｖｅｂａｎ＠ａｓｓｆｉｌｔｅｒ．ｎ圮ｍａｉｎａｎｄｉｎｎｏｖａｔｉｏｎｓａｒｅａｓｆｏｌｌｏｗｓ：１．ＲｅｓｅａｒｃｈｏｆｆｏｌｄｅｄＳｔｅｐｐｅｄｓｅｖｅｒａｌｎｅｔｗｏｒｋｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｍｐｅｄａｎｃｅｒｅｓｏｎａｔｏｒ（ＳＩＲ）．Ｂｙｕｓｉｎｇｔｈｅｏｄｄａｎｄｅｖｅｎｍｏｄｅ，ａｎｄｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｓｏｆｔｈｅｃｏｕｐｌｅｄｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｗｅｒｅｄｒａｗｎ．Ｂｙｚｅｒｏｓｕｓｉｎｇａｎｄｔｈｅｏｆｃｉｒｃｕｉｔａｎａｌｙｓｉｓａｒｅａｎｄｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ｔｈｅｎｕｍｂｅｒｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｉｎｄｉｃａｔｅａｎｄｅｘｐｌａｉｎｔｈｅｃａｎｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｃｅｓｓａｍｅ．Ｗｅｓｅｐａｒａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂｙｄｉｓｔａｎｃｅｏｆｃｏｕｐｌｉｎｇ．Ｔｈｅｓｉｚｅｏｆｔｈｅｒｅｓｏｎａｔｏｒｂｅｒｅｄｕｃｅｄｆｒｏｍ６ｍｍｔｏ１．８ｍｍｔｏｒｅａｌｉｚｅｔｈｅｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆ２．４５ＧＨｚ，ｒｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅｓｉｚｅｏｆｔｈｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ．２．ＤｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅＬｕｍｐｅｄｃｉｒｃｕｉｔ．Ｉｎｃｌｕｄｉｎｇｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｐａｓｓｂａｎｄ，ｓｔｏｐｂａｎｄ，ｐｏｒｔａｎｄｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅｓｉｇｎａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｃｏｍｂｉｎｅｄｗｉｔｈｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｃｉｒｃｕｉｔ，ｗｅｅｘｐｌａｉｎｔｈｅｌｏｃａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｚｅｒｏ．Ｂｙｕｓｉｎｇｔｈｅｓｅｒｉｅｓｃａｐａｃｉｔｏｒｗｉｔｈｒｅｓｏｎａｔｏｒａｎｄｃｒｏｓｓｃｏｕｐｌｉｎｇ，ｌｕｍｐｅｄｃｉｒｃｕｉｔｓｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｒｅｄｅｒｉｖｅｄｚｅｒｏｉｎｔｈｅｌｏｗｅｒｓｔｏｐｂａｎｄＣａｎｂｅｒｅａｌｉｚｅｄ．Ａｔｌａｓｔ，ｔｗｏｚｅｒｏｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｔｏｅｘｐｌａｉｎｔｈｅｌｏｃａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｔｔｈｅｌｏｗｅｒｓｔｏｐｂａｎｄ．３．Ｄｅｓｉｇｎｏｆｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｆｉｌｔｅｒ．Ｅｌｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｕｐｌｉｎｇａｍｏｎｇｔｈｅｒｅｓｏｎａｔｏｒｓｗｉｌｌｂｅｃｏｍｅａｍｏｒｅｃｏｍｐｌｅｘｗｉｔｌｌｒｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅｆｕｌｌ－ｗａｖｅｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｄｉｓｔａｎｃｅ．Ｔｈｅｆｉｌｔｅｒｉｓａｄｅｓｉｇｎｅｄａｎｄｓｉｍｕｌａｔｅｄｂｙｕｓｉｎｇｓｉｍｕｌａｔｏｒ（ＨＦＳＳ）．Ａｔａｎｄｌａｓｔｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｗｉｔｈｔｈｅｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆ２．４５ＧＨｚＷａｓｄｅｓｉｇｎｅｄｆａｂｒｉｃａｔｅｄｂｙｕｓｉｎｇｔｈｅｐａｒａｌｌｅｌ—ｃｏｕｐｌｅｄｆｏｌｄｅｄＳＩＲｓ．Ｔｈｅａｒｅａｉｉ浙江工业大学硕士学位论文ｏｃｃｕｐｉｅｄｉｓ２．５ｘ２．０ｘ０．９ｍｍ３．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｈｏｗｓｌｅｓｓｔｈａｎ１．７ｄＢｉｎｓｅｒｔｉｏｎｌｏｓｓｅｓａｔｔｈｅｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙ．ＫｅｙＷｏｒｄｓ：ｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ，ＬＴＣＣ，ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｚｅｒｏ，ｆｏｌｄｅｄＳＩＲ浙江工业大学学位论文原创性声明本人郑重声明：所提交的学位论文是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的研究成果。除文中已经加以标注引用的内容外，本论文不包含其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果，也不含为获得浙江工业大学或其它教育机构的学位证书而使用过的材料。对本文的研究作出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人承担本声明的法律责任。作者签名：系忽·晖日期：妒７年，月必日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权浙江工业大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于１、保密口，在年解密后适用本授权书。２、不保密瓯／（请在以上相应方框内打“√”）作者签名：：争忽埠导师签名：重五铂日期：≯～７年岁月７０Ｅｔ日期：河忙ｆ月斗Ｅｌ浙江工业大学硕士学位论文第１章绪论１．１ＬＴＣＣ微波滤波器的研究背景微波滤波器是微波系统中用于控制系统频率响应特性的二端口网络，在其通带频率内对信号表现为传输特性，而在其阻带频率内表现为衰减特性，是通讯设备中的重要器件之一，其性能的优劣往往直接影响整个系统的性能。为了减小微波器件的体积，适应通信系统的小型化要求，低温共烧陶瓷ＬＴＣＣ（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）技术的研发为通信设备的小型化和便携化奠定了良好的基础。基于低温共烧陶瓷技术的多层结构陶瓷滤波器是将若干个电感器、电容器以及电阻器集成到一个陶瓷基体上低温烧制而成【ｌ】。该产品广泛用于移动通讯设备及其基站、蓝牙模块、无线局域网和无绳电话产品中。ＬＴＣＣ滤波器的发展：（１）１９８２年休斯公司开发的一种新型组装技术ＬＴＣＣ，包括流延，制陶瓷生带，打孔，印刷，低温烧结等过程【ｚＪ。将陶瓷粉制成生瓷带，在生瓷带上利用激光打孔、微孔注浆并将多个电子元件埋入多层陶瓷基板中，然后压叠在一起，在９０００Ｃ下烧结，制成三维结构的组件。（２）１９８５年，Ｍ．Ｓａｇａｗａ提出了多层陶瓷滤波器的概念【３１。随后Ｔ．Ｉｓｈｉｚａｋｉ用微带线的结构实现了多层陶瓷滤波器【４】。（３）１９８４年至１９８９年村田公司，采用无铁氧体印刷电极电感线圈和与之匹配的在１２０００Ｃ度以下烧结的介质系统，在高频段获得高Ｑ值的低电感与低电容值，从而制成了多层陶瓷微波滤波器。（４）１９９４年，ＴＤＫ公司开发出９６００Ｃ以下烧结的银电极低温共烧介质系统，研制成功以银作为印刷导体的多层陶瓷微波滤波器。（５）随后几年ＬＴＣＣ技术开始被广泛关注，各种谐振腔结构的滤波器被研制，体积逐渐缩小，滤波性能有所提高，插入损耗减小，提出了带外抑制的方法如：设置传输零点等。谐振腔由最初的均匀微带线结构到阶梯阻抗谐振腔到折叠线型谐振腔，不断有新的更小体积谐振腔结构出现。有代表性的如：台湾国立交通大学的Ｊｅｎ．ＴｓａｉＫｕｏ对微带滤波器做了大量的研究，分析和设计了各种结构的滤波器，更将微波器由单一通带的功能扩展到双通带．１．浙江工业大学硕士学位论文滤波功能【５】。台湾国立中正大学的Ｃｈｉｎｇ．ＷｅｎＴａｎｇ在设置传输零点上更提出了独到见解将测试夹具上的通孔加入滤波器结构进行分析得到带外传输零点【６Ｊ。日本的ＭｉｔｓｕｏＭａｋｉｍｏｔｏ和ＳａｄａｈｉｋｏＹａｍａｓｈｉｔａ对微波谐振腔做了系统的分析研究。ＬＴＣＣ多层无源滤波器的研究，目前在全球滤波器市场上仍以日本厂商为主，如：村田。根据ＩＥＫ（台湾产业经济与趋势研究中心）的调查资料显示２００５年，村田公司的占有率达到了２９％。我国国内在０３年有器件生产厂商开始引进国外的生产设备，开始研发此类产品，烧结温度为８００－－９００摄氏度，采用电阻率低的金属（金、银、铜）做导体材料，主要有中国电子科技集团第四十三研究所、深圳顺络电子、浙江正原电气有限公司等。开发出来一系列的产品但我国在材料的研发上还不能生产出系列化的介电常数的材料，各个生产厂商目前已有的制作工艺有自己的局限性如：通孔技术，共烧技术，叠层的厚度等，因此对滤波器的设计由于工艺的限制，使设计的自由度减少，这样对结构的设计就比较苛刻。相对于国外的ＬＴＣＣ技术的发展水平国内的研究仍然有很大的差距，因此深入研究ＬＴＣＣ的相关技术具有重要的现实意义。１．２项目介绍本项目是与深圳顺络电子有限公司合作，设计基于ＬＴＣＣ技术的微波带通滤波器。根据市场需求和自身的工艺水平，提出了如下设计指标（参考Ｍｕｒａｔａ产品ＬＦＢ２Ｈ２Ｇ４５ＳＧ７Ａ１３４ｔ７】）：带通滤波器外形尺寸是２．５×２．０×０．９ｒａｍ，，中心频率为２．４５ＧＨｚ，通带内插损小于１．７ｄＢ，带宽为１００ＭＨｚ，其具体的参数如表４．１所示。其中材料介电常数ｓ，＝２７，微带线采用金属银。由于工艺的局限，无法制作通孔，微带线层间距最小达到２０９ｉｎ。］—Ｆ，．／１＼：口图卜１外形结构门、、｜，１Ｉ，’５萝ｌ、∞！Ｊ：；赫尹图１．２带通滤波器衰减特性曲线浙江工业大学硕士学位论文表４－１中心频率带宽通带内插入损耗ＬＴＣＣ带通滤波器设计指标２４５０ＭＨｚｆｏｊ：５０ＭＨｚ１．７ｄＢｍａｘ（ａｔ２５。Ｃ）之３０ｄＢ（ａｔ１７５０ＭＨｚ）阻带衰减芝２５ｄＢ（４８００～５０００ＭＨ办２２５ｄＢ（７２００～７５００ＭＨｚ）带内纹波带内电压驻波比端口特性阻抗额定功率Ｏ．５ｄＢ１．５Ｅ３０ｄＢ（ａｔ２１００ＭＨｚ）ｍａｘｍａｘ５０Ｑ５００ｍＷ从图１—２中可以看出在低阻带要求设置二个传输零点来提高阻带特性增加带外衰减。中心频率在２．４５ＧＨｚ属于ＩＳＭ（ＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＳｃｉｅｎｔｉｆｉｃＭｅｄｉｃａｌ）Ｂａｎｄ，此频段（２．４￣２．４８３５ＧＨｚ）主要是开放给工业、科学、医学三个主要机构使用，该频段是依据美国联邦通讯委员会（ＦＣＣ）所定义出来，属于ＦｒｅｅＬｉｃｅｎｓｅ，没有使用授权的限制。２．４ＧＨｚ为各国共同的ＩＳＭ频段。因此该滤波器可使用在无线网卡，蓝牙，ＺｉｇＢｅｅ元件上。１．３本文的研究内容及意义本项目是基于湿法覆膜的ＬＴＣＣ工艺，在无通孔技术的前提下，由电子陶瓷材料流延成型工艺、高精度印刷叠层技术及低温烧结技术来设计小型和高性能微波带通滤波器，给出模型结构，利用ＨＦＳＳ仿真软件测试性能指标，以达到批量生产的目的。这一课题的开展研究是在国内外技术差距比较大，国内ＬＴＣＣ微波滤波器产业需求量增大，公司加工工艺相对落后的情况下，利用模型设计来弥补加工工艺的不足，来设计微波带通滤波器。本文的研究对以后ＬＴＣＣ微波滤波器的设计具有一定的参考和借鉴作用。本文在具体项目的基础上，围绕如何实现微波带通滤波器的小型化和高性能化上进行设计和研究，并把重点放在带状线结构的ＬＴＣＣ滤波器上。在ＬＴＣＣ微波滤波器的研究设计中，我们首先从单个的谐振单元入手，采用了折叠线性ＳＩＲ谐振腔结构，研究折叠线形ＳＩＲ微带模型与集总电路中电容、电感元件的对应，利用ＨＦＳＳ仿真软件分析电磁场分布，结合．１．浙江工业大学硕士学位论文模型仿真的结果对均匀带状线的等效的电容电感公式加以修正，并将谐振单元用具体的带状线尺寸实现。然后在采用多级级联的方式实现滤波器，在阻带特性的设计上，根据要求在低阻带设计二个传输零点，利用极间耦合和引入交叉电容的方式得到。同时可结合集总电路分析出传输矩阵方程，得Ｎｓ２ｌ参数，分析出传输零点位置。最后完成整体滤波器的电路设计，并总结了仿真结果，给出了仿真规律。对得到的滤波器性能进行优化，找出影响插损、中心频率及带宽的因素，使设计的结果完全满足项目指标的要求。在ＬＴＣＣ多层微波滤波器设计中存在一些难点：（１）在微带电路设计中采用了阶梯阻抗（ＳＩＲ）微带结构，需要考虑边缘效应，这样在利用由无限长均匀传输线公式来计算时就要做修正【８１。（２）器件的小型化，层与层之间距离减小使得金属层之间的耦合更加复杂，除了要考虑相邻金属层的耦合，隔层之间的耦合也不能忽略。针对以上问题和研究内容，本论文的主要结构体系如下：第一章：绪论。简要介绍ＬＴＣＣ滤波器的发展进程、现状及前景。然后对本文的研究内容进行了总结并说明了本文的研究意义。第二章：ＬＴＣＣ技术。系统的介绍了ＬＴＣＣ术的制造工艺、技术特点及发展趋势。并提出了在ＬＴＣＣ元件制造过程中，由于收缩率和基板散热问题等对设计的影响。第三章：带状线谐振腔。首先介绍了各种类型的谐振腔结构及适用范围，然后分析了ＳＩＲ谐振腔的谐振条件及特性。接着对级联谐振腔间的电磁耦合做了系统的分析，给出了等效的电路结构。最后提出了一种折叠线性结构的ＳＩＲ谐振腔，进一步缩小了谐振腔体积，并对折叠线性结构的谐振腔的特性做了总结。第四章：带状线滤波器设计。从基本的切比雪夫滤波器低通原型出发，经过频率及元件变换得到带通原型，考虑到实际微带线结构谐振腔易用一种形式的串联或并联结构实现，通过Ｊ变换器变换将带通原型统一成了并联结构。详细介绍了折叠线型ＳＩＲｉ皆振单元的相关尺寸的计算公式，并对公式进行了仿真验证，将集总电路图用微带电路实现。其次利用传输零点的基本形成原理，设计了两个集总电路图并证明了该集总电路能在低阻带实现二个传输零点的可行性。第五章：带状线滤波器的实现及仿真。将集总电路模型用具体的微带线结实现，并用ＨＦＳＳ软件仿真，利用场路结合的办法，总结出了ＳＩＲ￥皆振腔结构滤波器调节的通用规律。最后设计了中心频率２．４５ＧＨｚ带通滤波器，仿真结果完全符合项目的指标要求。第六章：总结与展望。总结本论文的主要研究结果，并对下一步的工作提出几点建议。浙江工业大学硕士学位论文第２章ＬＴＣＣ技术２．１ＬＴＣＣ的制造技术ＬＴＣＣ是电子封装技术的一种，采用多层陶瓷技术，能够将无源元件内埋置于介质基板内部同时可以将有源元件贴装于基板表面制成无源／有源集成的功能模块，对各层可以分别设计、一体烧结，从而实现了三维结构的无源集成组件，可提高生产效率和成品率，降低成本，缩小体积。从成本角度考虑，微波元器件的片式化，需要微波介质材料能与熔点较低、电阻率低的廉价金属Ｃｕ或Ａｇ的电极共烧，这就要求微波介质陶瓷材料能与Ａｇ或Ｃｕ低温共烧，为此人们开发出了新型的低温共烧陶瓷ＬＴＣＣ技术。ＬＴＣＣ技术目前主要包括设计技术、生磁（瓷）料带技术和混合集成技术【９１。生磁（瓷）料带技术主要是指四大无源器件材料的低温烧结黑白陶瓷技术，包括电容器陶瓷、电阻器陶瓷、电感器铁氧体和变压器铁氧体、生磁带材低温共烧“陶瓷／Ａｇ浆”、“铁氧体／Ａｇ浆＂、“铁氧体／ＥＥ子陶瓷／Ａｇ浆’’体系，通过优化设计，采用不同的配料方法可生产出品种不同、性能各异的生瓷带。ＬＴＣＣ材料是一种玻璃、陶瓷介电材料，并掺有有机填充物，添加有机填充物是考虑热膨胀原因而控制ＬＴＣＣ材料的收缩率，进而获得预期的电气性能【１０１。实现的方法目前主要有４种【ｌｏＪ：（１）掺人适量的烧结助剂（低熔点氧化物或低熔点玻璃）进行液相活性烧结，即陶瓷＋玻瑞复合体系。（２）采用化学法制取表面活性高的粉体。（３）尽可能采用颗粒度细、主晶相合成温度低的材料。（４）采用微晶玻璃或非晶玻璃。这４种方法根据材料的不同用途而分别便用，ＬＴＣＣ基板材料主要采用第一种和第四种方法。ＬＴＣＣ材料对电路性能起关键作用的主要是介质损耗、介电常数、绝缘电阻和介质强度，产品性能好坏完全依赖所用材料的稳定性和工艺。ＬＴＣＣ技术流程比较复杂，主要有混料、流延、打孔、填孔、丝网印刷、叠片、等静压、排胶烧结等主要工序，工艺流程图２．１如下【ｌＩ】【１２】：》；；浙江工业大学硕士学位论文一鎏！ｒＬ一回以ＬＴＣＣ技术制造片式滤波器，陶瓷材料应具备以下几个要求：烧结温度应低于９５００Ｃ，保证能与银、铜等高电导率的金属共烧；介电常数和介电损耗适当，一般要求Ｑ值越大越好；陶瓷与内导体相应的热膨胀系数，保证封装的兼容性，陶瓷与内电极材料等无界面反应，扩散小，相互之间共烧要匹配；谐振频率的温度系数应小等。一鲴母田ｉｉ＿＿—丽辱图２－１工艺流程凰一６一ｆ排胶烧结卜＿——一＿测试卜——．｜成品【同‘冒－目∞＿２．２ＬＴＣＣ技术特点及发展趋势ＬＴＣＣ作为一种适用范围很广的高密度封装技术，普遍应用于多层芯片线路模块化设计巾。目前能将多个不同类型、不同性能的无源元件集成在一个封装内的方法有多种，主要有低温共烧陶瓷ＬＴＣＣ技术、薄膜技术、硅片半导体技术、多层电路板技术等。ＬＴＣＣ技术在成本、集成封装、布线线宽和线问距、低阻抗金属化、设计的多样性及优良的高频性能等方面都显现出众多优点，已成为无源集成的主流技术。与传统的封装集成技术相比较，具有以下特点㈣１１４１：（１）根据配料的不同，ＬＴＣＣ材料的介电常数可以在很大范围内变动，增加了电路设计的灵活性。使用电导率高的金属材料作为导体，可以提高电路的品质因数具有优良的高频和高速传输特性。（２）制作线宽可以达到００１ｍｍ的细线结构可以实现更多布线层数，能集成的元件种类多：制作层数高基板层数可咀达到１０３层，易于形成多种结构的空腔；内埋蹙元器件，免除了封装组件的成本，减少连接芯片导体的长度与接点数，有利于提高电路的组装密度。（３）可适应太电流及耐高温特性要求，具有较好的温度特性，如：较小的热膨胀系浙江工业大学硕士学位论文数、较小的介电常数温度系数。ＬＴＣＣ基板材料的热导率是有机叠层板的２０倍，故可简化热设计，明显提高电路的寿命和可靠性。（４）与薄膜多层布线技术具有好的兼容性，二者结合可实现更高组装密度和更好性能的混合多层基板和混合型多芯片组件。（５）易于实现多层布线与封装一体化结构，进一步减小体积和重量，提高可靠性、耐高温、高湿、冲振，可以应用于恶劣环境。（６）非连续式的生产工艺，便于基板烧成前对每一层布线和互连通孔进行质量检查，有利于提高多层基板的成品率和质量，缩短生产周期，降低成本。ＬＴＣＣ技术已广泛应用于高频无线通讯领域、航空航天工业、军事、存储器、汽车电子等产业。美国、日本等著名的ＤｕＰｏｎｔ、ＣＴＳ、ＮＳ、Ｍｕｒａｔａ、Ｓｏｓｈｉｎ、ＴＤＫ等大公司力推ＬＴＣＣ技术的应用。利用ＬＴＣＣ技术，既可制造单一功能元件（如电阻、电感、天线、双工器、滤波器等），还可以整合前端元件，如天线、开关、滤波器、双工器、ＬＮＡ、率放大器等制成ＲＦ前端模块，可有效地降低产品重量及体积，达到产品轻、薄、短、小、低功耗的要求。ＬＴＣＣ产品按技术层次划分，可粗略地分为以下四类：（１）高精度片式元件：如高精度片式电感器、电阻器、片式微波电容器等。（２）无源集成功能器件：如滤波器、定向祸合器、功分器、功率合成器、Ｂａｌｕｎ、天线、延迟线、衰减器，共模扼流圈及其阵列，ＥＭＩ抑制器等。（３）无源集成基板：如蓝牙模块基板、手机前端模块基板、集中参数环行器基板等。（４）功能模块：如蓝牙模块、手机前端模块、天线开关模块、功放模块等。虽然ＬＴＣＣ技术有以上提到诸多优点但是它本身也存一些问题，主要是收缩率和基板散热问题【［１５－１７】，ＬＴＣＣ生产过程中基板与布线共烧时收缩率与热膨胀系数的匹配是一个难点。在ＬＴＣＣ技术应用于高度集成、高性能系统时，由于金属布线的间距非常细小，最小的在０．０１ｍｍ以下，烧结时布线不能发生明显变形：同时，多层ＬＴＣＣ基板上打了许多孔径很小的信号孔和热通孔．共烧时，如果ＬＴＣＣ基板尺寸收缩过大，易导致烧成后的基板表面不平，分层，内部布线变形及孔的错位，严重影响系统的性能。再者，由于ＬＴＣＣ基板的集成度高、层数多器件工作功率密度高，所以散热问题仍是一个关键因素。这限制了ＬＴＣＣ技术在大型、高度集成、高性能计算系统中的应用．如何使基片热量及时有效地散发出去，保障器件系统工作的稳定性，是ＬＴＣＣ技术所面临的难题。相信随着以后技术的不断成熟，上述不足会逐步得到解决，ＬＴＣＣ技术将会在更多领域得到广泛的应用。浙江工业大学硕士学位论文第３章带状线谐振腔３．１微波传输线谐振腔微波传输线是用来传输微波信号和微波能量的传输线。按其传输电磁波的性质可分为三类：传输ＴＥＭ模的平行双线、同轴线、带状线、微带线；传输ＴＥ模和ＴＭ模的矩形波导、圆波导等；传输混合模的表面波传输线。其中带状线和微带线可印制在很薄的介质基片上，其横截面尺寸比波导、同轴线要小得多，其纵向尺寸虽和工作波长可以相比拟，也可以方便地解决匹配问题。同时整个带状线共用接地板，可以制成多层结构，使整个电路的结构大为紧凑。因此，带状线结构与微带线、波导、同轴线构成的元件相比，大大地缩小了体积、较好地解决了小型化问题，是微波电路中最常选用的传输线。３．１．１谐振原理谐振器是由一端短路或两端开路的传输线组成，其电磁场在三个坐标方向均为驻波分布，此时电磁波在开路端或短路端上全反射，从而发生谐振，能量不能传输具有储能与选频特性。考虑一条特性阻抗为磊的传输线，如图３．１所示，磊◆ＺｏＩＩＩ上［＝＝＝三三；三爿。图３．１特性阻抗为ｚｏ的传输线｜ＩＩ｜它的终端连接着阻抗为ＺＬ的负载。假设在输入端处入射电压与反射电压分别为ｙ＋和Ｖ一，相应的电流分别为，＋和厂。传输线输入端的阻抗Ｚｎ：乙＝筹＝乙而１＋Ｖ－Ｉｖ＋＝Ｚｏ等与输入端相距，处的输入阻抗Ｚ，：（３－·）浙江工业大学硕士学位论文Ｚ，＝万Ｖ＋ｅ－丽ｒｌ＋Ｖ－ｅ＋ｒｌ＝ｚｏ研ｅ－ｙｌ＋Ｆｏｅ＋ｒｌ可得：（３·２）传播常数ｙ＝口＋ＪＰ，对于无耗传输线ｔａｎｈｙｌ＝ｔａｎｈｊ届ｌ＝ｊｔａｎｔｆｆ！，公式（３．３）可简化为：乙＝Ｚ０黜乙＝Ｚｏ揣Ｚ＝兄／４（３—３）（３４）由上式可见，在传输线上每隔二分之一波长，磊就周期性地重复一次。即ｄ±ｎ２／２在各点相应的输入阻抗是相同的，其中疗是整数。由公式（３－４）分别讨论负载为短路和开路的情况，在，＝—ｎ丁２一等，，＝ｉｎ２，刀＝ｌ时，有如表３．１的规律【１８】：表３．１结构开路谐振Ｒ谐振传输线的等效电路参数，＝兄／２短路并联４ｚｏ开路并联短路串联１，７串联１，２２０ｉｚ。锄冗Ｚｏ４丘ｏｏ砒４Ｚｏ砒２Ｚｏ刀＇０３０ｉ么。锨死ｚｏＬ无％２ｃｏｏ４Ｃｎ＇ＺｏＣＯｏ万万二４ＺｏＣａｏ２Ｚｏａ’ｏ万磊％９ｒ２ａＱ８ｔ２ａｐｒ２口ｐ．２口３．１．２谐振腔的类型带状线谐振腔具有小尺寸、易于加工、与其他有源电路元件易于兼容等优点，在射频电路中得到了广泛的应用。图展示了谐振腔常见的物理结构：图３－２ａ均匀传输线谐振脏亘堕幽３－２ｄＵ型凿振腔图３－２各种形式的谐振腔鱼萝浙江工业大学硕士学位论文图３－２ｃ螺旋线形谐振腔３－２ａ图在介质基板上生成总长度为半波长的均宽带状导体，具有均匀特性阻抗的谐振腔（ＵＩＲ），这种结构简单，易于设计而被广泛应用，但由于结构简单而使设计参数有限，还存在与本振频率整数倍的杂散响应。３－２ｂ图阶梯阻抗谐振腔（ＳＩＲ）是由两个毗上不同特征阻抗的传输线组合而成的横向电磁场或准横向电磁场模式的谐振腔。ＳＩＲ谐振腔增加了设计的灵活性、缩小Ｔｉｅｄ振尺寸、偏移了高次谐波，己得到了足够的重视。目前ＳＩＲ谐振器有很多变形，如多阶阶跃阻抗谐振器，锥形谐振器等。３－２ｃ图是螺旋线性谐振腔，可以在相同面积或空间产生更大电感，主要应用在滤波器、ｂａｌｕａ、天线等的设计中。３·２ｄ图是发夹式谐振腔形状象大写的字母Ｕ，这种结构可以缩小谐振器尺寸，但内部的耦合较复杂，不易做定量分析，随着电磁场仿真软件的使用，使得数据分析和优化计算的时间减少，这种结构也得到了应用㈣。另外还有一些其它形式的谐振腔，也都是这些常见谐振腔的变形。３．２３２１ｓＩＲ阶梯阻抗谐振腔ＳＩＲ谐振腔的谐振条件及特性基于Ｅ节提出的ＳＩＲ谐振腔的优点，本节对ＳＩＲ谐振器做了详细的研究㈣。常见ＳＩＲ谐振腔的结构分别有＾／４、＾，２如图３－３所示。浙江工业大学硕士学位论文图３－３ａ以／４ＳＩＲ谐振腔图３．３图３－３ｂ乃／２ＳＩＲ谐振腔ＳＩＲ谐振腔它们都包括短路面，开路面和阶跃阻抗面。舅、幺为左右两部分的电长度Ｚｌ、Ｚ２分别为两部分的特性阻抗。在考虑系统的微型化时，首选以／４谐振器。如果忽略阶跃非连续性和开路端的边缘电容，图３－３ａ输入阻抗Ｚ，的表达式如下：互＝嗳糍Ｚ２一Ｚｌｔ锄岛ｔａｌｌ岛＝０Ｒｚ＝Ｚ２／ｚ，＝ｔ锄ｑｔａｎ岛＠５，在ＺＦＯ时发生谐振，谐振条件为：（３—６）可得：（３·７）式中Ｒｚ为阶梯阻抗谐振器阻抗率，可以看出ＳＩＲ的谐振条件取决于岛、岛和阻抗率。对于均匀阻抗谐振器（ＵＩＲ）的谐振条件仅取决于传输线的长度，而ＳＩＲ要同时计入长度和阻抗比，因此ＳＩＲ比ＵＩＲ多了一个设计的自由度，更为灵活‘２１１。设ＳＩＲ的总电学长度为臼可表示为：秒＝岛＋岛代入公式（３—７）后得：（３－８）Ｒｚ：塑刍ｆ竺皇二塑虫（３－９）ｔａｎ日１．４－ｔａｎｑｔａｎ口＝击１Ｒｚ陋＋击］Ｌｊ一＠·。，‘切ｎｑ对谐振腔的电长度，在阻抗率Ｒｚ≥１时有极大值，Ｒｚ＜１时有极小值。当０＜Ｒｚ＜１，０＜秒＜万／２时，浙江工业大学硕士学位论文ｔａｎ０≥坐乙１一屹（３．１１）当ｑ＝岛＝ａｒｃｔａｎ√心时口有极小值：。ａｒｃ吐鹰］３．２．２＠㈦上述表明在上下两部分相等时即Ｂ＝０２，ＳＩＲ有极小电长度，可通过采用较小的值ＳＩＲ的不连续性上一节中忽略了ＳＩＲ的阶跃非连续性和开路端的边缘电容，要获得ＳＩＲ准确的表达式必须对此做出分析。它包括两种不连续性：一种是开路端的边缘电容，一种是由传输线中阶跃阻抗接合面引起的不连续电容。由开路端引起的电容可以转化成附加的长度，就相当于微带线的开路端向外延伸了一段距离‘２２１。对于微带线，等效的延伸长度△，可由下式计算：Ｇ：些睦ｃＺｏ（３．１３）Ｚｏ是特性阻抗，Ｃ是真空中的光速，可以得出边缘电容取决于带线宽度，介质板厚度以及相对介电系数。滤波器的中心频率兀＝１／２万√历，电容ｃ增大，那么实际产生的中心频率会比忽略不连续性设计的中心频率小。由平板电容公式ｃ＝占ｗｔ／ａ，可以通过改变谐振器的宽度和长度的方式来改变电容值。边缘效应转化成附加的长度，因此在设计时可进一步缩小谐振器的尺寸。图３．４ＳＩＲ谐振腔及其等效电路图３．４所示等效的集总电路图中电感和电容可用下列公式近似得出：浙江工业大学硕士学位论文Ｃ，＝０．００１３７ｈ等（ｔ一鲁］（器］（黼灿＠…厶＝ｚ：忑Ｌｗｌ￡，厶＝ｚ：‰￡其中（３·１５）‰＝乙厍／ｃ瑚．ｏｏ嗍７办旧厨ｃ叫厶竹（ｆ－１，２）是微带线每单位长度的电感，乙，％。分别是特性阻抗和相对介电常数。在３．３耦合带状线许多带状线元件利用了平行导体间所存在的自然耦合，这些元件有定向耦合器，滤波器，平衡不平衡变换器等。耦合微带线之间的耦合有电耦合、磁耦合以及混合耦创２３１。图３．５中给出了几种常见的耦合结构，应用在弱耦合的情况，属于窄边耦合；应用在强耦合的情况，属于宽边耦合。根据微带线位置的不同，电耦合与磁耦合的强弱不同。对于这些耦合线的特性可借助于奇、偶模阻抗理论Ｚ乙和Ｚ乙来分析，Ｚ０和２０定义为两条线电流相等但方向相反的电流时单根线对地的特性阻抗。在谐振频率附近，集总电路模型和分布式电路模型是等效的，本节将以集总电路模型来分析谐振腔之间的关系，提取耦合系数。图３．５多种耦合方式的微带线浙江工业大学硕士学位论文图３－６以并行的窄边耦合为例，给出了耦合微带线在奇、偶模激励情况下横截面上的电场结构。为奇模激励下的奇模场型，其对称面为电壁，为偶模激励下的偶模场型，其对称面为磁壁。偶对称的轴Ｉ奇对黔的轴图３－６ａ偶模激励图３－６ｂ奇模激励图３．６耦合带状线中偶模和奇模的电场结构３．３．１电耦合平行耦合线，两根带线有相同的高度，在只考虑电场的情况下，两带线之间靠电场相互耦合，可将图３．６的电场分布看成等效的电容，带线之间的奇模场和偶模场的作用使得不相连的两个带线相互耦合传递能量。假定两带线相当宽以致每根线左边和右边的边缘场间的相互作用可忽略。平行耦合带状线的电容分布如图３．７，带线对地的平板电容Ｃ１、Ｇ，边缘电容ｃｌ以及偶模边缘电容ｃｌ，、奇模边缘电容Ｃｌｏ。图３．７非对称的平行耦合带状线的横截面该结构中左右带线的总的电容分别为ｅ、ｃｂ总的耦合电容为％：ｅ＝２（ｃ，＋ｑ＋巳）ｃ。ｂ＝ｃｆｏ—ｃｆｃ（３．１６）ｃｂ＝２（ｃ：＋Ｃ，＋巳）浙江工业大学硕士学位论文对于对称的平行耦合线有Ｃ口＝Ｇ，我们用集总电路来分析带线的谐振特性，环形Ｌｃ结构常用来代表谐振腔【２４１，将带线等效为电感和电容构成的电路，Ｌ和Ｃ为自电感和自电容，Ｃｍ是耦合电容，参考值可由公式３．１６得出。ＴｌＣ。Ｔ２ＬＬ图３．８电容耦合的环形ＬＣ等效电路从两个参考面Ｔｌ和Ｔ２看进去，可以得到两端口网络方程：‘＝ｊａ，ｃｖ，一ｊｏ．．ｃ厶＝』∞Ｃ屹一心Ｋ…则网络的Ｙ参数为：ｖ２（３－１７）】，：ｌ／以Ｌ－Ｊａ，Ｃ．ｊ托＼一／峨Ｉ（３．１８）Ｌ图３－９去电容耦合的等效谐振电路图３－９，在奇偶模激励下即从参考面上分别插入电壁和磁壁可以得到两个谐振频率：ｚ＝司雨１丽㈣１９）浙江工业大学硕士学位论文无２司雨１面腔的容量，电容增大。俘２。）公式３．１９是奇模激励下，加入相反信号形成电壁，耦合作用的影响增加了单个谐振公式３－２０是偶模激励下，加入同相信号形成磁壁，耦合作用的影响减小了单个谐振腔的容量，电容减小。与单腔的中心频率五＝ｌ／２石√历相比，奇模激励下谐振频率减小，偶模激励下谐振频率增大，分别位于单腔谐振频率两边。电容耦合系数为：屯＝籍２３．３．２磁耦合２专＠２－，类似电耦合的分析，磁耦合可用图３．１０集总电路来分析，Ｌ和Ｃ为自电感和自电容，ＬＩＩＩ是耦合电容。从两个参考面Ｔｌ和Ｔ２看进去，可以得到两端Ｖ１网络方程：戮笺锗（３－２１）ｊｃｏＴｎ砭＝Ｃ，２＋归厶‘ＩＴ２图３．１０电感耦合的环形ＬＣ等效电路Ｎ－－端口网络的Ｚ参数为：ｚ：｜－／国三【－ｊｏＤＬ．浙江工业大学硕士学位论文邯４图３．１篱蚕ｌＴ２ＬＬＬＬ—ｒ一．．．．．．．．．．．．．Ｉ－Ｊ：ＩＣＩ去电感耦合的等效谐振电路图３．１１，在奇耦模激励下，即从参考面上分别插入电壁和磁壁可以得到两个谐振频率：肛司隶面腔的磁通，电感减小。ｏ。２２）公式３．２２是奇模激励下，加入相反信号形成电壁，耦合作用的影响减小了单个谐振ｚ２司丽１了＠２３）公式３．２３是偶模激励下，加入同相信号形成磁壁，耦合作用的影响增加了单个谐振腔的磁通，电感增加。与单腔的中心频率无＝１／２万√历相比，电感耦合作用的存在，使谐振频率发生了分离，分别位于单腔谐振频率的两边。电感耦合越强则谐振频率分离现象越严重。上述奇偶模理论利用产生的电壁和磁壁对二级谐振腔的耦合情况进行了分析，得出在二级情况下在通带内有两个谐振频率，即奇模谐振频率和偶模谐振频率，但这种理论对多级耦合的分析及谐振腔用作滤波器设计时耦合对性能参数的影响并不直观。我们换个角度从等效的集总电路分析，将信号源与负载加入电路，得出电压增益的表达式与耦合强度的关系以及谐振点位置受耦合程度影响的变化趋势，对于滤波器通带内的调谐具有指导意义。图３．１２是具有信号源及负载的二级谐振电路，去互感耦合后可得到图３．１３所示等效的电路。国Ｍ囱甩ＲｓＣｌＣ２ＲｓＬＩ—ＭＬ２一Ｍ图３．１２由信号源激励的谐振电路图３．１３去互感等效电路浙江工业大学硕士学位论文在实际应用中考虑两级对称电路，即等振等Ｑ值电路，两级回路谐振频率相同厶＝厶＝三，Ｃｌ＝Ｃ２＝Ｃ，Ｒ＝Ｒｒ＝Ｒ分析图３．１３，可得回路方程如下：叫■ｍ专卜一。＝∽出去卜缈蚴国乙缈＠２４，…令孝：缈三一ｉ１：２０ａｏ，由公式，可得该电路的电压增益：４２筹２一阿．ｊ孝ｒ／而（３．２５）式中刁＝警称为耦合因数，归一化的电压增益的幅频特性为：阱一（３．２６）图３．１４电路的幅频特性图从图３．１４，可以看出耦合的强弱对电路的电压增益有很大的影响，可分为三种情况。微带线模型的仿真图是以频率为横轴，为了和仿真图相类比，可由公式孝＝ｃｏｌ一去换算，Ｃ驴Ｌ一个孝有一个正的根国相对应，接合图３．１４，可得下列结论：在１＂／＝ｌ时称为临界耦合，在谐振点％处得最大幅值，在用作滤波器的谐振单元时，浙江工业大学硕士学位论文为使通带内插损最小要尽量调节谐振腔间的耦合以达到这种状态。在，７＜ｌ时称为欠耦合，此时谐振点处对应的幅值下降，滤波器的插损增大。在１７＞１是称为强耦合，对应着两个谐振点ｑ和哆，谐振器自身的谐振频率‰对应的幅值处于鼢由岬：宰可以看出耦合越；虽，两个谐振点的间距越大，且两谐振点关于％左右对称。在强耦合情况下，带宽加大但通带内插损也增加，通带特性变ＺＬ些如用微带电路模型来实现，也会出现上述结果，我们将在５．２节中利用ＨＦＳＳ仿真软件验证改变谐振腔的间距所得到的Ｓ参数仿真结果同集总电路分析的结果一致。３．３．３多级耦合在滤波器设计中，通常用增加谐振腔的个数来使通带到阻带的过渡更为陡峭，在多级谐振时，级间耦合就更为复杂。我们以上节中两级谐振的分析为基础来讨论多级谐振的情况首先是三级谐振腔图３．１５及其去耦合等效电路图３．１６。一壁Ｑ圆ａ囱一匿图３．１５三级谐振电路图３．１６去耦合三级谐振电路如从回路方程来讨论，电路的电压增益表达式将十分复杂，可以借助搭建微带模型，用电磁场仿真软件来分析。对于无耗传输网络有岛＋岛＝１，在ｄＢ情况下对于理想带通滤波器，期望最．＝ＯｄＢ，Ｓ。＝ｏｏｄＢ而实际情况下Ｓ２ｌ趋近于零Ｓｌｌ却有几十个ｄＢ，在通带内Ｓ２ｌ接*坦时，对应的Ｓｌｌ曲线在在谐振点的位置仍有极值点显示，从图３．１７、３．１８仿真结果中可以得出：谐振腔的级数与ｓｌｌ曲线通带内的极点数相等，可根据ｓｌｌ曲线的变化使该曲线衰减更大，以调谐两个谐振腔使通带特性更好。另谐振腔的结构可以采用多种形式，比如：阶梯阻抗谐振腔，Ｕ形谐振腔，叠层结构谐振腔等，都会得到如上结论。浙江工业大学硕十学位论文图３一１７二级滤波器Ｓ参数曲线鬟图一不一护司Ｆ丽１驴司零丽１图图３－１８三级游波器Ｓ参数曲线（３－２＂Ｊ’）（３—２８）３．３４混台耦台在大多数时候电磁耦合是同时存在时，电路等效中有两条并联电路一条为电路、条为磁路，同样应用奇偶模激励可得两个谐振频率：可以看出在电磁耦合共同作用时，对中心频率的偏移影响相同。这种平行耦合带线属于弱耦合，‘ｃ二；ＬＣ，混合耦台可看成电耦合与磁耦合的叠加，总的耦合系数±：女＝‘＋‘对于ＳＩＲ结构，其耦合结构可表示为两对耦合线，如图３－１９包括短路部分的耦合线对ｌ，可通过奇偶模式和耦合线长加以分析，在这一部分由于在短路点附近有大电流，因而电感耦合为主。对于开路部分的耦合线对２，其电参量为Ｂ，由于在开路点附近有大电匝．因而这一部分以电容耦合为主。图３１９带状线ＳＩＲ级同耦合结构－２０－浙江工业大学硕士学位论文单传输ＳＩＲ的奇偶模式阻抗的几何平均值Ｚｌ，ｚ２为：ｚＩ＝Ｚ厄－Ｚｏｏ，‘也将使耦合电路不能唯一地确定。Ｚ２＝乒ｊ瓦（３．２９）因此，奇偶模式阻抗不能独立地被确定，两对耦合线的设计将更灵活，另一方面，３．４折叠线型微带线ＬＴＣＣ工艺允许元器件从二维向三维方向发展，满足器件的小型化要求，因为ＬＴＣＣ内部是一种立体结构，可以利用通孔和折叠线结构来实现谐振腔的设计。通孔可以实现微带线的空间连接，对于高性能滤波器设计中可以利用通孔电感影响，将通孔引入电感设计之中。但由于此项技术对工艺要要求较高，打孔技术也易出现瑕疵，可以在设计中整个模块都不用通孔，而采用折叠线结构或称为叠层结构，利用多层带线耦合的办法获得大电容，但这种设计传输线的层数较多，各谐振器间的耦合对传输线的间距很敏感计算过程也较复杂。本节给出了几种长见的折叠线型谐振腔结构以及特性。多层微带线谐振腔利用层与层间强的电磁耦合作用可以减小谐振腔的尺寸【２５。２９１，图３－２０给出了几种常见的叠层谐振腔结构，这些结构的每一层带线都是一端接地另一端开路，相邻层带线相反放置以产生电势差。多层结构共同作用构成一个谐振腔，就象将一根带线在空间上折叠而成，也称为折叠线谐振腔。左边图例为二层折叠线，右边图例为三层折叠线，ａ、ｂ、Ｃ、ｄ分别为带状线结构、对称发夹式结构、不对称发夹式结构和螺旋线型结构。更多层的结构会使谐振腔的特性变差。浙江工业大学硕士学位论文暑昌Ｉ置◇黪图３．２０常见结构折叠线型谐振腔１２８ｌ为进一步缩小谐振腔的长度，以达到小型化器件的目的，结合折叠线与ＳＩＲ谐振腔的优点，提出了一种折叠线型ＳＩＲ谐振腔。图３．２ｌ上层板是由一端接地，另一端开路的阶梯阻抗带状线结构；下层板是由与ＳＩＲ反方向接地的长方形带状线构成，上下两层板的重叠部分形成了宽边耦合。Ｚ圈３－２】折叠线型ＳＩＲ模型应用奇偶模理论对迭部分进行分析可得出电力线分布情况如图３．２２所示，图３－２２ａ表示偶模状态下上下两板电流同向，在两板中间电力线方向园相反而相互抵消。图３－２２ｂ浙江工业大学硕士学位论文奇模状态上下两带线上电流反向，在两板中间电力线方向相同因而相互加强产生耦合电容。上下两极板的间距工程上一般可做到０．０３ｍｍ以内，远小于上下两接地板的间距，由平板电容公式ｃ＝占叫Ｊ缩小板间距电容值增大，因此相对于单根带状线更容易产生大电容。另外，考虑到微带线开路端的边缘电容那么这种二层结构将得到两个并联的边缘电容，可进一步缩小谐振器的尺寸。篓偶模电容。Ｃ图３－２２ｂ奇模激励图３．２２平行带状线的奇偶模电场分布采用两极平行的折叠线ＳＩＲ结构可以得到耦合折叠线ＳＩＲ谐振腔，其横截面的等效电容分布如图３．２３所示，其中Ｃｌ是单个带线对地的平板电容，Ｃｆ是边缘电容，Ｃ１２是单个ＳＩＲ谐振腔上下极板间的平板电容，Ｃｆｏ是左右两级间的奇模电容，Ｃ危是左右两级间的Ｃ图３．２３折叠线ＳＩＲ耦合谐振器横截面电容分布图以均匀带线多层结构为例来分析折叠线型的带线的特性，为了简化分析假设每层带线的形状相同，层间距也相同。可得出：随着层数的增加谐振频率减小，高次谐波出现，并恶化了本振频率，所以采用叠层结构一般不会超过三层，要得到同一个谐振频率可以采用小尺寸结构来实现。浙江工业大学硕士学位论文３．５本章小结谐振腔在滤波器的设计中是经常用到的，在本章中首先分析了微带线谐振腔的谐振特性及谐振条件，重点对ＳＩＲ谐振腔做了研究。通过对输入阻抗表达式的研究得出该结构在上下两部分相等时，ＳＩＲ有极小电长度。通过分析微带线的不连续性而引起的实际频率转移，要对设计长度减小６％的修正。其次，运用奇偶模分析的方法得出了几种耦合微带单元的网络参量和等效电路。利用网络分析与电磁场仿真相结合的方法，得出谐振单元的个数与散色参数Ｓｌｌ在通带内极点的个数相同。三种耦合现象的仿真指出了谐振单元间的耦合强度：过耦合、欠耦合和临界耦合。最后，结合Ｓ爪谐振腔的优点及ＬＴＣＣ工艺中可实现叠层的技术，提出了一种ＳＩＲ折叠线型谐振腔，可将２／４（６ｒａｍ）均匀微带线缩小到１．８ｍｍ左右来实现２．４５ＧＨｚ中心频率的，减小器件的体积。浙江工业大学硕士学位论文第４章４．１微波滤波器基础带状线滤波器设计微波滤波器是微波系统中的重要元件之～，用来分离或组合各种不同频率信号的重要元件。当信号处在微波波段时，由于工作波长与滤波器元件的物理尺寸可相比拟，必须考虑滤波器元件之间距离的影响，若仍采用分立元件来实现，就会产生寄生效应，电路性能恶化，以至不能正常工作，因此要用分布元件代替集总元件。４．１．１微波滤波器的类型及技术指标理想的滤波器是一种二端口网络：在通带的频率范围内，能使微波信号无衰减地传输；在阻带频率范围内能使微波信号完全不能传输。为了满足不同的用途，出现了各种类型的滤波器【３０１：（１）按滤波器的工作特性，可分为低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器。其中集总参数元件的低通原型滤波器是设计其它形式微波滤波器的基础。（２）按逼近函数来讲可分为最平坦式滤波器、切比雪夫式滤波器和椭圆函数式滤波器。最大平坦式滤波器，通带内比较平坦，但通带到阻带的过渡比较平缓：切比雪夫滤波器，通带内有等幅纹波，但通带到阻带的过渡比较陡峭；椭圆函数滤波器，通带和阻带都有纹波。（３）按处理信号的类型分，滤波器可分为模拟滤波器和离散滤波器两大类。其中模拟滤波器又可分为有源、无源、异类三类。无源滤波器是仅有集总参数元件（电阻、电感、电容）或者分布参数元件（微带、同轴线或其他传输媒介）或者两者兼而有之并按特定结构排列而成的电路部件。（４）按滤波器的实现形式，可分为同轴线滤波器、腔体滤波器、微带线滤波器、介质滤波器等。除此之外，根据新原理、新结构提出的新型滤波器也不断涌现。在综合分析滤波器的性能时，下列参数（图４一１）是至关重要的：（１）带宽Ｂ胍对于带通滤波器，通带衰减达到３ｄＢ时对应的上下限截止频率石和五之浙江工业大学硕士学位论文间的宽度。相对带宽邢院义为绝对带宽与中心频率石的比值，相对带宽在２０％以下的为窄带滤波器，应选用窄带滤波器的设计方法来设计；相对带宽在４０％以上的为宽带滤波器，表达式如下：ｗ一譬ｊｏ件·，（２）插入损耗：在理想情况下，射频电路中的理想滤波器不应在其通带内引入任何功率损耗。然而，在现实中，我们无法消除滤波器固有的、某种程度的功率损耗。插入损耗定量地描述了功率响应幅度与ＯｄＢ基准的差值，其数学表达为：ＬＡ＝１０１０９－象－＝－ｌＯｌｏｇ（－一叫２）其中，兄是滤波器向负载输出的功率，匕是滤波器从信号源得到的输入功率。（４－２）图４－１带通滤波器的衰减曲线（３）波纹系数：波纹系数表征的是通带内信号响应的平坦度，表示响应幅度的最大值与最小值之差。（４）阻带抑制：在理想情况下，我们希望滤波器在阻带内具有无穷大的衰减量，但实际上我们只能得到与滤波器元件数目相关的衰减量，在实际设计中通常以一定的衰减量作为阻带抑制的设计值。（５）品质因数Ｑ：滤波器的品质因数描述了滤波器的频率选择特性，定义为在谐振频率点时，平均储能与一个周期损耗能量的比值，它的表达式如下：葡丽丽藤赢Ｉ，％卸而丽Ｉ。嘶Ｑ＝ｏＪ矗淼Ｌ卸糍Ｌ㈧３，¨。’谐振器的品质三个同定义的Ｑ值来表示：未加载绋值表示谐振器本身特性：外部珐值表示外部电路与谐振器间的耦合条件；加载鲮Ｄ值表示谐振器和外部电路总的Ｑ值，因功率损耗是外接负载上的功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和，由此它们之间关系如浙江工业大学硕士学位论文下：一＝一＋一ＱＬＤＱＦＱＥ１１１（４—４）未加载Ｑ值决定于分布元件电路的几何结构，它是决定带通滤波器的重要参数：ＱＦ＞．４．４３Ｔ４号＿－，ｇｊＷ。■石。（４．５）外部Ｑ值提供了滤波器和外部电路（输入输出电路）之间的关系，以保证它们之间的阻抗匹配，其表达式：Ｑｌ＝—ｇｏ—ｇｌＷＱ：＝量血Ｗ（４．６）Ｑ。和分Ｑ：分别是输入和输出端的外部Ｑ值，当输入输出阻抗相等时，Ｑ。＝Ｑ：（６）特性阻抗Ｚ。：为满足滤波器规格而通常必须连接到滤波器的输出终端的阻抗，在实际工程中多数情况下取５０欧姆。（７）传输零点（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｚｅｒｏ）：阻带内的陷波点或吸收点，此处具有无限大的衰减。可以把传输零点设置在寄生通带处来抑制高次谐波的产生，同时可改善滤波器的带外抑制能力。（８）驻波系数（ＶＳＷＲ）ｐ：定义为沿线合成电压（或电流）的最大值和最小值之比，反映的是输入端反射波的大小情况。微波滤波器作为一个二端口网络，其性能可用网络参量两描述，但是对于Ｚ参量、Ｙ参量、ｈ参量以及ＡＢＣＤ参量所必需的开路、短路条件在微波波段都不再能够严格成立。此外，电路中短路或开路情况的出现将导致强烈的反射，引起振荡或晶体管元件的损坏。Ｓ参量表达的是电压波，它使我们可以用入射电压波和反射电压波的方式定义网络的输入和输出关系。利用Ｓ参量，射频电路设计者可以在避开不现实的终端条件以及避免造成待测器件损坏的前提下，用两端口网络的分析方法来确定元件的特性，并且Ｓ参量可以和其它参量进行相互转换。如图所示的二端口网络，Ｓ参量定义为：ａ扣【－最。ｆ．Ｓ。（４．７）浙江工业大学硕士学位论文墨．＝纠ｚ，ｉ瞄旬当输出端口２接匹配负载时输入端ｌ的电压反射系数。耻巩。耻巩卸耻巩卸当输出端口２接匹配负载时正向电压传输系数。当输入端口ｌ接匹配负载时反向电压传输系数。当输入端口１接匹配负载时输出端２的电压反射系数。由此，以上所堤剑的滤、饭器的性能参毅也ｎ－－Ｉ由Ｓ爹量采表不。由Ｓ。。＝ｒｌ驻波系数与反射系数ＩｒＪ的关系为：ｐ＝蠲＝制回波损耗表征了通带内的驻波特性，与外部电路的匹配状况，以ｄＢ为单位：件８，用ＳＩＩ来定量描述回波损耗魁，定义为反射功率ｅ与输入功率己的比值再取对数。ＲＬ＝１０ｌｏｇ－￡－冬－－＝．２。ｌｇｓｌ（扣）插入损耗也可以用Ｓ：。来重新定义：（４－９）Ｌａ＝１０１０９－爱－＝１０１０９蚓１－－－与＝－２０ｌｏｇ眺妇）因此，我们可以用两条散仁．曲线Ｓ．．和岛．来描述滤波器性能。４．１．２带通滤波器设计步骤ｃ４－·。，本文将带通滤波器的设计分为两部分：集总电路的设计和ＬＴＣＣ带状线模型设计。在集总电路设计中分为通带设计和阻带设计，通带设计采用切比雪夫型滤波器，经过原型、频率变换、ＪＫ倒置得到适于微带结构实现的集总电路图。再通过改进电路使阻带出现传输零点。在微带模型设计上首先设计谐振腔，使其仿真图的中心频率在２．４５ＧＨｚ附近，通带内插损达到最小，然后通过加入级间耦合或交叉耦合等方式使低阻带出现两个传输零点，最后通过优化仿真使整个滤波器的特性达到设计指标的要求，设计流程如图４．２所示。．２８－浙江工业大学硕士学位论文图４．２带通滤波器设计流程图４．２滤波器集总电路设计４．２．１滤波器设计方法滤波器设计从集总元件组成的低通网络开始，以规一化格式进行综合，然后对需要的截止频率和阻抗按比例进行量度，将该低通滤波器设计作为基础进行转换，推导出高通、带通或带阻滤波器【３０。２１。有两种方法可用来综合无源滤波器，一种是镜像参量法，另一种是插入损耗法。前一种方法可以给出导通或阻断某一频带的设计，但不能给出频响曲线的形状。插入损耗是频率的函数，可以控制整个通带和阻带内的振幅和相位特性，也考虑了外接负载的影响。插入损耗法提供了可确定滤波器的通带和阻带特性的方法，在滤波器设计中更为有效。传输函数是一个两端口滤波器网络响应特性的数学表述，可用Ｓ２ｌ的数学表达式表示：瞰硝２南㈤…式中是ｆ波纹常数，露（∞）是特性函数。由插入损耗和ｓ２ｌ的关系可得：浙江工业大学硕士学位论文纠０１９击＝１０ｌｇ［１＋弼（国）］（４．１２）特性函数砰（缈）的不同，区分了不同滤波器电路的响应特性，如：最平坦响应、切比…ｇ忙㈡］件…Ｌ书＃聋瑚二婢件㈤ｍ＝堕喀掣＝———————二——————１—●—■——＿：————————一ｃｏｓｈ．１（缈／缈，ｌ㈤㈣１Ｌ斗＿Ｏ夕４．２．２低通原型滤波器低通原型是指通过对源阻抗和截止频率都归一化之后的低通滤波器。低通原型滤波器浙江工业大学硕士学位论文电路一般有图４．３、４—４两种形式，该滤波器由串联电感和并联电容构成，成为级联的Ｔ型网络形式。另一种布局是级联的厅型网络，由于两种电路是对偶的形式，所以它们具有相同的响应特性。９１９３ｇｎ一２ｇｎｇｎ＋ｌ图４－３Ｔ型结构低通滤波器原型图９２９３ｇｎ－３ｇｎ－１ｇｎ＋ｌ图４＿４万型结构低通滤波器原型图对源阻抗归一化使得电路中表示源的元件的值岛＝１，对于第一个元件蜀是并联的电容或串联的电感，同样对于代表电路输出端的晶＋．也是同样受岛影响的。这些元件值从原阻抗到负载阻抗，串联和并联交替出现，具有下面的意义：ｆ源电阻，负载电阻图４—３岛－川２１源电导，负载电导图４—４ｆ串联电感Ｉ升状吧舒ｇｋⅣ＝ｋ＝ｌ－，１并联电容Ⅳ对于切比雪夫滤波器，ｇ值可由下列公式求得：浙江工业大学硕士学位论文ｇｏ＝１蜀２Ｊ２口＆＝｛盟（七＝２，３，．．柚）仇一ｌｇＩ一１（４．１７）ｆ１邑＋ｔＩ４刀为奇数２１ｃ０也毒力为偶数冥中黜（ｃ。ｍ品），．：ｓｉｎｈ（Ｔｆｌ２ｑ—ｌ＇２，…，甩）ｑ一．，）ｉｎ（２ｋ．－１）ｘ（ｋ：ｌ，２，．．．，，２）ｚ玎二几阮＝，２＋ｓｉｎ２坚（七＝ｌ…２．．，刀）由公４．１６根据波纹的大小，可以计算滤波器的阶数，阶数选定后可由公式计算归一化的原型值，或由工程上常用的切比雪夫元件值表查出元件的归一化值，通过适当的阻抗变换和频率变换等，设计所需要的滤波器。４．２．３频率及元件变换为了得到实际的滤波器，我们必须对前面的参数进行反归一化以满足实际工作频率和阻抗的要求，包括两方面的变换：频率变换：为了使频率从１放大到纹，把所有规一化的ｇ值（代表电容或电感）都用所需的截止频率来除，在运算中把电阻排除在外。阻抗变换：为了把筋和已＋。按比例从ｌ放大到而，把所有代表电阻或电感的ｇ值都乘以历。另一方面，所有代表电容的ｇ值都除以ｚＤ，即：厶：盔吕ｑ：占吕％％厶。将归一化的低通原型进行转换可以设计出带通滤波器，如图４－６示：（４．１８）浙江工业大学硕士学位论文０∞ｌ图４．５低通原型图４—６从低通到带通的转换转换关系如下：将串联电感用串联在一起的电感三卯，和电容ＣＢＪ，Ｉ来置换，二元件值如下：ＬＢｐＩ＝哆ｇｉｌ哆一ｑｃ旷嚣咏＆（４．１９）将并联电容用并联在一起的电感ＬＢｅ２和电容ＣＢｐ２取代，二元件值如下：％：２去‰２嚣定义：（４．２０）ＣＯｏ＝扫石完成上述的类型变化和频率缩比后，还要进行阻抗缩比才能得实际带通滤波器原件值。表４．１归一化低通原型到带通滤波器的变换电路带通低通原型·ｒｒｍ●．－一卜一—．ｒｎＹ叫卜＿一ｔ罪’４．２．４２．４５ＧＨｚ带通滤波器集总电路设计由项目中给出的技术指标：滤波器中心频率为ｆｏ＝２４５０ＭＨｚ，双边截止频率为ｆ＝２４５０—５０＝－２４００朋慰ｒ，五＝２４５０＋５０＝２５００ＭＨｚ可得相对带宽４．１％，因此这是一个窄带带通滤波器。浙江工业大学硕士学位论文ＢＦＷ：盥：—２５００－—２４００：４．１％ｆｏ２４５０确定滤波器阶数：由于项目中给出的衰减特性图１－２不是对称结构，左右两边的过渡带要求不一样。左边要求变化陡峭右边变化平稳，因此设计低通原型阶数时，在１００ＭＨｚ之内所有频率信号通过，在４００ＭＨｚ处信号的衰减可取两个值３０ｄＢ和１０ｄＢ即：厶（等］＝３０宓ｑ／＿１而４００ｊ＂、＝１。加带内纹波Ｇｒ最大值是０．５ｄＢ，根据公式４．１６在两种情况下阶数分别为：确＝２．５１９５％＝１．３７６４如果我们以获得最优的过渡带陡峭特性为首要考虑因素，ｎ必须为整数，选ｎ＝３。低通原型滤波器各元件值可根据第三章中公式（４．１７）求得或由切比雪夫滤波器元件值列表查得：ｇｏ＝９４＝１９２＝１．０９６７ｇｌ＝９３＝１．５９６３三阶的低通原型电路图可选用图４－４、４．５所示的两种结构，这里我们采用Ｔ型结构来实现，因为所取阶数为奇数，切比雪夫原型具有对称性１和３阶相同如图４．７：９４图４．７Ｔ型结构低通原型滤波器电路图应用公式（４．１９）、（４．２０）将上述低通原型元件经过阻抗变和频率变换后得到带通滤波器电路，负载和源电阻均为５０Ｑ，可确定各个元件值如下：浙江工业大学硕士学位论文＝ａ《∞扛卸∞勉旦滓＝Ｕ乩Ｂ净絮焉％一面钉一矿一一ｇ足一咱ＣＯ０９２一钔观挖打２０９聆ＨＬ２：—（ｃ—０２—－＿ｃｏ—１）Ｒ：ｏ．１ｃ２２百云－硒９２＝３４·９２的ＬＣ谐振单元。所得的电路图４．８所示：ＰＦ此时，低通原型中串联的电感变成带通串联的ＬＣ谐振单元，并联的电容转化成并联图４－８带通滤波器电路图４．２．５倒置变换器在设计的带通滤波器里同时用到了串联和并联两种谐振器，当用特定类型的传输线来实现滤波器时，常常只希望使用串联或并联谐振器，这就需要将电路中的谐振器统一成一种形式，可以用倒置变换器来实现。倒置变换器包括阻抗Ｋ变换器和导纳，变换器两种形式，利用导抗变换具有土９００的相移的特性可以将容性（或感性）元件变换成感性（容性）元件，同时将其串并联的特性颠倒一下。Ｋ变换器用于串联电路，Ｊ变换器用于并联电路。在微带线实现滤波器时常采用并联结构来缩小体积，由切比雪夫原型经Ｊ变换后而成的耦合谐振腔带通滤波器结构如下图４－９所示：【≥ＧｏＪｏ｜ｉ≥ＬＩ产ＣＩ＜ＪｔｚＩＴ罗图４－９ｂ·ｔ铮·ｈＪ’Ｔ尹Ｊｎ－ｌ，ｎｈｒ手ＪｆＬｎ＋ｌＪ变换而成的带通滤波器浙江工业大学硕士学位论文倒置器有多种方式实现形式，主要有１／４波长阻抗（导纳）变换器、并联电抗耦合的阻抗变换器及串联电纳耦合的导纳变换器等。变换器的最简单形式之一就是１／４波长传输线，它的特性阻抗Ｚｎ等于阻抗变换器的阻抗Ｋ，同理，ｌ／４波长传输线结构也可用作导纳变换器，它的特性导纳ｒｏ等于导纳变换器的导纳以。这类ｌ／４波长变换器用在窄带滤波器的阻抗或导纳变换器，因为它只在中心频率附近才满足变换器的特性。图４．１０、４—１１是几种常见的倒置器的集总等效电路实现形式。图４－１０两种Ｋ变换器Ｋ＝ｃｏＬ或Ｋ＝１／ｏ，ｃ图４－１１两种，变换器，＝１／ｃｏＬ或，＝ｃｏＣ在图中Ｊ倒置器的位置又分为末节部分和中间结部分，采用的图形结构不一样，目的是使由Ｊ变换所出现的电感或电容能与谐振腔的电感或电容综合在一起，使出现的负值消失。基于ＬＴＣＣ技术的多层微波滤波器结构中易于实现并联谐振，如果Ｊ倒置器处在中间节位置目的是使串联谐振变为并联谐振，则变换方式如图４．１２所示：Ｊｉ．ｉ，ｉＬ山ｃｉｔ≥Ｉ多一＜Ｊｉｊ＋ｌ图４．１２带通中间节部分变换到并联谐振器浙江工业大学硕士学位论文Ｉ５甄１ｓｃ，（４－２ｌ，经过Ｊ变换后并联谐振支路导纳为：ｙｔ壶¨ｑ根据Ｊ变换器原理：ｃ４珑）Ｉ’专，２％２—２壶将（４－２１）、（４—２２）代入（４．２３）可得：件２３，ｑ＝西口厶‘＝鑫ｄ‘＝ｅ厶＝虿１件２４，如果Ｊ倒置器处在末节位置与源或负载相连，为使变换以后电路中的负电容可以和ＹＹｏｌＥ．．…．．．．．．一．●一．一…－．．一一Ｉ，１０１图４．１３末节位置的Ｊ倒置器变化图图４．１３中】，和场，分别指从右往左看过去电路总的电纳，而，表示端口和第一个谐振器之间插入的第一个Ｊ变换器，】，和％，表达式为：浙江工业大学硕士学位论文】，：业ＧｏＹｏｌ５，２石铊。Ｉ．＋（一ｓｑ。）＝器２２＋－，‰【丁；ｉ：Ｃ丽Ｏｌ—ａ．】＝‘４－２５）其中ｓ＝／功，Ｙ＝Ｋ。，就必须使两者的实部和虚部分别相等。由此推导出：南以卅。，（４．２６）同理与负载相连的Ｊ变换器变型后ｑ州＝ｃ川２而渤对应着源、负载和中间节位置之间的倒置器可用下列公式计算‘３３ｌ：以川＝‰ｗ（４．２７）（４．２８）以川＝ＩＩＩＩ广一一厂ｉ＿一一ｏＩＩ附ｃｏ－＝｝上。·≥上｜Ｃｌ！ｊ－ＴＬｌ；下他。可树＇料Ｉｃ２，Ｉ斜Ｉ．３８．Ｉ乩一－ｔ－＿Ｃ√Ｇ４≤ｊｌＩ图４．１４加入Ｊ变换后并联谐振腔结构整理上述公式４．２８可得表４－２：浙江工业大学硕士学位论文表４－２Ｊ变换公式表Ｊ转换式Ｊ的元件值氏＝曙Ｃｏｉ＂＂‰√。老¨：ｑ·２１＋（‰ＣＣ００ｌ。Ｚｏ）：ｋ隆‘。～睡‰：亟嘞Ｃｎ，ｎ＋ｌ２嘞、／ｌ—Ｊ（ｎ厶，ｎ＋以ｌ，，，＋。）：ｑ川＝１＋（‰ＣＧｎ，ｎ！：：！：＋。Ｚｏ）：对于奇数节带通滤波器具有对称结构，从简化设计角度考虑，设带通滤波器的第一、三级ＬＣ谐振腔转换为并联结构后与第二级ＬＣ谐振腔有相同的Ｌ、Ｃ值。上述倒置电路中具有负值元件，这些负值元件可以因合并到相邻连接的正值元件中而被消除。保持合并后的电感（电容）值为正值是使用倒置变换器设计滤波器的一个限制。将图４．１４中与谐振腔相并联的电容元件合并可得图４．１５：Ｇ４图４．１５合并电容后的电路图其中电感不变，电容值有如下关系：ｑ－－ｃ，一ｑ。一Ｃｌ：＜＝岛一ｃＩ：一Ｃ２，ｑ＝ｑ—Ｃ２，一ａ。（４．２９）浙江工业大学硕士学位论文表４－３由带通原型滤波器转换为并联谐振腔公式表各电路元件值表低通原型值带通原型并联谐振腔Ｊ转换式电容合并后ｃｌ＝ｑ厶＝厶ｇｏ＝９４＝１９２＝１．０９６７＝１２７．ＩｎＨ，Ｉｏｌ＝厶＝３３．２３９ｐＦｃ：＝ｑ＝ｃ２＝３４．９２ｐＦ＝０．０１６６Ｃｌ＝Ｇ＝０．０３３３ｐＦ以：＝如＝０．０１６６ｑ＝３２．７６２ｐＦ‘＝上二＝‘＝０．１２０９，ｔⅣ蜀２岛＝１．５９６３‘＝‘＝岛＝０．１２０９ｎＨ厶＝Ｏ．ｉ２０９ｎＨｃ２＝３４．９２ｐＦＣ＇ｏｌ＝ｃ二＝０．６０１９ｐＦｃｏｌ＝巳＝１．９３３ｐＦｃｌ：＝乞＝１．０７９ｐＦ从表４．３中和我们简化设计综合考虑，各级谐振腔的尺寸相差不大，第一、三级的面积应稍大于第二级，图４．１５给出了切比雪夫带通滤波器的电路结构图，可在此基础上再进行其他特性的设计。４．３带状线尺寸设计在谐振腔尺寸实现上在文献【２０】中提出由品质因数入手，因为未加载Ｑ值决定于分布元件的几何结构，在一些假设特殊结构前提下如：在ＳＩＲ谐振腔设计时假设上下两部分电长度相等，然后由未加载Ｑ值来计算尺寸。但由公式计算出的Ｑ值只是一个估计值，它是由通带中心频率的插损推导出的，然而在实际设计中，必须计入通带边缘插损增大和导体表面状况而使未加载Ｑ值减小等因素，在设计时要增加２０％的余量，所得到的元件尺寸也只是近似值。本文从电容电感元件的微带结构实现入手，分别用具体的微带结构来单独实现电容或电感元件，然后再考虑由微带线的阶跃性和不连续性造成的误差对设计的尺寸进行修正，最后由仿真软件仿真谐振腔的特性，找出规律以达到快速设计谐振腔的目的。在集总电路中单个元件的选择是由所设计的滤波器类型决定的，不同的微带线尺寸可以实现具有相同功能的谐振器，在设计谐振腔时要主要考虑中心频率、Ｑ值和插入损耗。４．３．１电感、电容带状线尺寸的设计电感是微波电路中的重要元件其用途相当广泛例如：在电路中作匹配网络、构成ＬＣ振荡回路、作Ｉ心扼流块（ＲＦｃｈｏｃｋｅｓ）、滤波器、集中参数耦合器等。基于ＬＴＣＣ技术集．４０·浙江工业大学硕士学位论文总电感元件的实现可以通过在多层生瓷带上印制金属导电线圈，层与层间的金属线圈通过通孔相连接，再经低温共烧结形成的。在没有通孔技术下，可以用单层的窄的直微带线、折线，圆形螺旋线或方形螺旋线实现，这样所获得的电感值没有带通孔的太，图４一１６给出了常用的结构：号蓟ｒＩｒＩｎＩ已秽●图４．１６直徽带线、折线型结构电感ＩＩＩ一，■ｕ■ｕ■Ｕ■高阻抗，直线型带线结构的带状线是蛀简单的结构，可以用来实现小的电感值（典型值可以达到３ａ１１），对于折线结构可以实现较大的电感值（可以达到１０ｎＨ）。对于直线型的结构等效电感和电阻的设计公式ｌ州为：￡（㈣＝２×１０。，卜（志）“１９３＋０．２２３５－竿ｌ巧“．３０）一＝习岛［１．４＋０．２１７１ｎ（５罟）］ｓｃ知。因子，当接地板靠近带线时会使电感值趋向减少，因此要做修正，ｈ是底板厚度。似Ⅲ这里的ｉ是带线韵长度，单位是枷；墨是每单位面积上带线的表面阻ｔＫ；是个修正Ｂ－０５７－０１４５１ｎＷ◇ｏ计入电容元件的实现中。０５）（４．３２）在实现电感元件的同时也会产生一个并联的电容，这个电容将会影响所实现电感特性。因此要想达到精确的设计必须考虑多种因素的影响结果，可以将这部分产生的电容也集总的电容元件可用金属．绝缘体．金属（ｍｅｔａｌ．ｉｎｓｕｌａｔｏｒ－ｍｅｔａｌ，ＭＩＭ）的结构实现．可吼获得较大的电容值，还有一种电容就是交指电容，这种电容是在同一层内单个带线接地端和开路端与相邻的微带线相反，电容值对于『６Ｊ隙之间的变化非常敏感。图４－１７所示的是类似于平板电容的ＭＩＭ电容；等效的电容值与平板电容公式近似，带线的电阻值为：ｃ：三竖塑：垡ｉ！塑（４．３３）‘＾．浙江工业大学硕士学位论文式中岛５云ｉ是真空介电常量岛＝８．８５４—矿加，ｋ是静电力常量Ｒ：型（４．３４）电容和电感的未加载Ｑ值可由下式计算：Ｑ＝警如＝志（。彤）考虑到介质损耗的原因凸＝１／ｔａｎＪ，是介质损耗角，所以微带线结构实现的电感电容总的无载Ｏ值是：ＬＱＱ１９＋击或；＝西１＋西１ｃ。。ｅ）ｇ岛口Ｑ凸４．３２ＳｉＲ结构的尺寸设计常见的谐振腔有ｌ，４波长、１，２波长的谐振腔，如果用ｌ／４波长均匀传输线谐振器，介电常数为２７的陶瓷材料来实现长度要达到６ｍｍ，这对整个尺寸不到２５衄的结构是不现实的。基于ＬＴＣＣ技术的滤波器可以通过多层结构实现谐振腔，在第３章中已经分析了应用ＳＩＲ折叠线结构可以有效的缩小长度，所｜三【这里我们应用ＳＩＲ折叠线结构来实现小型化结构。两种不同宽度的微带线连接在一起会在阻抗发生变化的阶跃处产生～个电容值ｃ．，另外在微带线的开路端也会产生一个开路电容ＣＤｓＩ，这样总的结果会使实际的电容值比设计的要大，因此还要对所设计的尺寸进行修正，消除这部分的影响。由前面章节中公式（３—１３）和公式（３—１４），需要宴现电容值为ｃ：Ｃ＝ｃ０Ｃ—ｅ（４－３７）式中ｃｏ是切比雪夫原型中经Ｊ变换后的谐振腔电容值，ｑ是开路端产生的电容，ｃｆ是浙江工业大学硕士学位论文阶跃处产生的电容。在设计尺寸时先实现Ｇ的值，再缩短谐振腔的长度。应用ＳＩＲ折叠线结构时，我们可根据３．４节中的分析将折叠线结构分块化分，折叠的部分可看成上层板的延长，如图４－１８ａ图所示上下两层为接地板相距为ｈ，中问两层为带状线结构的谐振腔，假设两层带线的宽度相等，长度分别为Ｌｌ、Ｌ２重叠部分为Ｌ１２，相距间隔为ｄ，将它拆分成图４－１８ｂ所示的结构图，上下扳间距不变．中间的图案层变为长为厶＋上２一厶，的带线和一个相距为ｄ的两层板结构。在我们设计的滤波器中ＬＴＣＣ技术中ｄ可以做到几十个微米（太大会降低耦台）相对于上下两层板的间距０．７毫米可以忽略，而两层板结构间距很小易得到大的电容。么二二二二二三７么！二歹圈４－１８ａ折叠线型结构囤４－１８ｂ拆分为两部分图４－１８折叠线结构的等效拆分圈基于ＬＴＣＣ３－艺和元件外形尺寸考虑，根据公式４—３０，４—３３和图４一１８中心频率为２４５ＧＨｚ谐振腔的尺寸初始设计如表４－４，带线厚度为００１ｒａｍ，两层接地板兼屏蔽层间距ｈ为Ｏ０７ｍｍ，图案层间距ｄ为００３ｍｍ，选取ＳＩＲ谐振腔上下层宽度相同ｗ为０４５ｍｍ。表４４谐振腔尺寸（ｍｍ第１、３谐振腔第２谐振腔盎长０．４宽０１５ＳＩＲ长Ｉ４开路端宽０．３曩长１．３宽０．３谐振腔尺寸设计好后就要考虑谐振腔之间的间距及排列方式，对均匀传输线结构有梳浙江工业大学硕士学位论文状线结构ｏｑ图４－１９，谐振腔都是同～端接地；叉指型结构图４２０相邻谐振腔的接地端总计相异的，呈交叉分布；有的将谐振腔放在同一平面也有的结构中出现了放置在不同平面，上下有一定重叠的谐振腔口７１１３８１如图４－２１，为的是加强级间的偶合。我们这里考虑到ＳＩＲ结构自身的特点采用了平行的梳状线结构，为了降低加工过程的容差性，采用了对称的结构。怖ｍ图４．１９梳状线结构谐振腔剖４－２０义指１４结构谐振脏图４，２ｌ不同层的谐振腔分布图除此之处，当所设计的谐振腔级联时，由于相邻级间的电磁耦合可以转变到谐振腔中，使谐振腔电容值减小电感值加大，这将对谐振腔的特性有一定的影响，因为这部分是一个比较综合的结果，受两谐振腔间的间距影响较大，电耦台和磁耦合共同作用不确定因素多，可以借助ＨＦＳＳ仿真软件对已设计好的谐振腔做微调，确保昔振频率的正确。实际上，此时设计的滤波器已经满足了通带的要求．但是阻带的特性还未设计，再在结构上添加新的带线时，必将对通带特性有所影响，中心频率还是会变，而中心频率的调节经过我们的多次仿真认为在调节过程中是比较容易控制的一个量，因此在此时我们只是使中心频率在２４ＧＨｚ到２５ＧＨｚ范围之内就可以了。一４４—浙江工业大学硕士学位论文４．４阻带设计原理４．４．１引言由第３．４节的分析采用叠层结构的谐振腔或者利用谐振腔间的耦合设计的滤波器会在中心频率的倍频处产生通带，这种寄生通带对于专一频段的带通滤波器是不希望的。再则，由于谐振腔个数的限制，对于阶数少的滤波器，过渡带不够陡峭，这时我们可以通过设置传输零点位置的方式改善阻带特性。在倍频处或某一需要的特定点设置传输零点图４．２２，使该点处能量全部反射即Ｓ２ｌ＝０，Ｓｌｌ＝ｌ形成陷波点以拉陡衰减曲线，使衰减增大。图４—２２有传输零点和无传输零点的Ｓ参数曲线以下是在传输零点设计方面发表的研究情况：１９９４年，ＴｏｓｈｉｏＩｓｈｉｚａｋｉ和ＴｏｍｏｋｉＵｗａｎｏ通过调节ＳＩＲ谐振腔电磁耦合，改变谐振腔的问距及长度，可分别在低阻带或高阻带形成一个传输零点【３９１。２００３年ｌａｐｋｕｎＹｅｔｍｇ和ｋｅｌｉＷｕ通过二极间的电感耦合和在输入输出间的加入反馈电容在低阻带和高阻带各形成一个零点Ｉ删。２００４年，Ｋ．Ｒａｍｂａｂｕ和ＪｅｎｓＢｏｍｅｍａｎｎ利用全电容方式在二谐振腔上加入交叉电容，同时利用输入输出间的耦合也取得了上述结果【４１１。２００４年，Ｃｈｉｎｇ．ＷｅｎＴａｎｇ利用三级谐振腔之间的相互耦合，加上交叉耦合电容得到了三个传输零点【４２】。２００７年，ＪｉａｎｈｕａＤｅｎｇ利用不对称二级电路，利用谐振腔分别串联电感和电容，实现了在低阻带和高阻带的传输零点【４３１。。本节从信号传输的角度分析电路，使电路在某一频率时能量全反射，形成传输零点，浙江工业大学硕士学位论文并推导出传输零点与中心频率的位置关系。传输零点的设置有两种方式：其一是通过增加滤波器阶数设置极间耦合实现［４４１，其二是在串、并联谐振中加入串联或并联的电容、电感来实现。４．４．２单级谐振腔传输零点的产生传输零点的形成主要原因是能量的阻隔，有两种情况可以阻隔能量：全反射和能量短路到其他支路（一般为地）。图４—２３当信号经过并联网络Ｙ时，Ｙ的导纳为无穷大发生短路，将能量全部传到地中从而形成传输零点；图４．２４中当串联网络Ｚ的阻抗为无穷大时，信号无法经过，形成开路状态也会形成一个传输零点。＋ＺＵ·Ｃ’＿————－－－－－－－——－———————－－——————＿Ｄ图４．２３并联网络传输零点的形成图４．２４串联网络传输零点的形成图４—２５、４．２６展示了几种用集总电路来实现传输零点的方式‘４５ｌ【４６１，利用它们可以实现在任意频率点的带通滤波器的传输零点。根据传输零点位置和中心频率的关系，我们可以将其分为三类：其中图４．２５的传输零点位于低阻带，图４．２６的传输零点位于高阻带，结合上述两种情况可实现二个传输零点分别位于高、低阻带的滤波器。我们可以根据实际需要及微带电路的实现方式选择适宜的电路模型。图４．２５传输零点位于低阻带谐振腔结构浙江工业大学硕士学位论文图４－２６传输零点位于高阻带谐振腔结构以上两图中左侧图为例，分别对这两种常用电路分析，解释了这些种结构传输零点与通带的位置关系的原因。对于图４－２５左侧图型该电路的输入导纳表达式为：ｚ２两１＋碍１：—Ｌ２—，／Ｚ—－（２酮１－ｏ；ｔ（ｃ＋ｃｚ）（４－３７）公式在谐振点处对应的能量要求全部传递到负载，此时Ｚ专∞解得ｏＯＣ）８３．４（‘４。在Ｚ＝０时，信号能量全部反射回输入端，传输零点的频率为：（４．３９）比较公式（４．３８）和（４．３９）必然有％＜‰这说明用这种结构的谐振腔构成滤波器时可以在通带左侧得到一个传输零点。对于图４．２６左侧图型，该电路的输入导纳表达式为：】，＝上＋三１＝—－ａ９翮２Ｃ（Ｌｚ＋）ｊｍＬｚ。眦＋一｛∞ｊｃｏＬｚ（１－ｃｏ２）ＬＣ（４．４０）……公式（４－４０）在谐振点处对应的能量要求全部传递到负载，此时Ｙ＝Ｏ解得‰５丽１㈤４·，在Ｙ专００时，信号能量全部反射回输入端，将得到传输零点ｚ－／０（）２４．４（‘４。：上２—￡４Ｚ—－（浙江工业大学硕士学位论文比较公式（４．４１）和（４－４２）必然有（－ＯＴＺ＞ｃｏｏ（４－４３）因此可以判断用这种结构的谐振腔构成滤波器时可以在高阻带得到一个传输零点。由于传输零点还与级间的耦合有关，所以在实际的仿真结果中传输零点的出现是一个综合的结果，但可以利用公式改变如和ＣＺ调节传输零点的位置。４．４．３级间耦合产生传输零点谐振腔之间存在着电磁耦合，级间耦合包括相邻级间耦合和不相邻级间的耦合。对于极间距的不同两者强弱不同，由此会产生不同位置的传输零点。首先分析相邻级间的耦合，如图４．２７所示，网络Ａ中的元件为电感或电容是由级间的电磁耦合产生的。从信号的角度，沿箭头指示如果此时该支路的阻抗为零，那么信号就由此传到地，形成短路而产生一个传输零点。网络Ａ中如果是电容元件，就同上节中图４．２５的情况一样在低阻带产生一个传输零点。如果是电感元件，就同图４．２６的情况一样在高阻带产生一个传输零点。图４．２７级间耦合的等效网络图４．２８引入反馈网络的切比雪夫型滤波器再者，对于不相邻谐振腔级间的耦合可以通过加入反馈电路来实现，图４．２８中在切比雪夫型滤波器电路上加入了反馈网络，可以形成二个以上的传输零点Ｈ７１。如果反馈网络为电容元件则容易在低阻带形成传输零点；如为电感元件则会在高低阻带各形成一个传输零点。浙江工业大学硕士学位论文４．５端口设计原理常见的带状线滤波器外部信号的加入方式有二种：一种是由带状线直接加入谐振腔，如图４．２９所示；一种是由两极板间的电容耦合加入【４８】如图４．３０。图４－２９抽头式ＳＩＲ模型图４－３０电容耦合式ＳＩＲ模型根据设计的不同要求可以采用不同的输入方式。抽头式的接入方式如图４．２９所示，在连接处形成了Ｔ型结构，如果忽略阶跃非连续性和开路端的边缘电容，利用带状线的输入阻抗的表达式：硼）＝ｚ：Ｄ揣ｒ＝巧－Ｉ－Ｅ：（４－４４）可以得到整个ＳＩＲ谐振器的输入导纳！＋鱼塑刍±鱼塑鱼．（４—４５）尼ｔａｎ０，Ｚ２（Ｚ３一Ｚ２ｔａＩｌ岛ｔａｎ０３）式中乃、Ｚ２、Ｚ３为上下各部分带状线的特性阻抗，口Ｊ，０２、０３为各部分带状线的电长度，且ＺＩ＝Ｚ２，公式（４４５）可以重新写为：Ｚ：—Ｚ３—（１—－—ｔａｎ—Ｏ—Ｉｔａ—．ｎ０了２）—－—Ｚ，—ｔａ—ｎ０—３（—ｔａ—ｎ尼ｔａｎＢ（Ｚ３一Ｚｉｔａｎ０２ｔａｎ０３）Ｏ—Ｉ＋－ｔ—ａｎ０２）（４－４６）设Ⅵ＝０，得到谐振条件为ｚ７，Ｌ＝ｔａｎ（ｑ＋岛）ｔａＩｌ岛（４－４７）从公式（４－４７）可以看出对于抽头式ＳＩＲ谐振腔的谐振条件取决于上下两部分的阻抗率和电长度，而与抽头线的位置无关，改变输入点的位置岛＋岛的值不变，因此将对中心浙江工业大学硕士学位论文频率无影响，但是调节输入点的位置，内部阻抗值将变化，影响输入阻抗与外部阻抗的匹配，表现在滤波器通带特性上，将会影响插入损耗值。由特性阻抗Ｚｏ＝；ｚＴ／ｃｏ，Ｌｏ，ｃｏ分别为带状线单位长度上的分布电感和分布电容，电长度０＝ｐｔ＝吐，４－Ｖ４ｌ，，为带状线长度，认为０是一很小的量，将公式（４．４６）做近似处理：ｒ≈圣二墨鱼！刍±垦１１尼ｑ（Ｚ３～Ｚｌ岛岛）≈压一居佩（丽＋丽）（４．４８）．．１－－（１）２Ｃ０３厶厶ｌ（，ｌ＋，２）；ｇ·———－－——－——·—————·————二———－—－－—，．／国厶。‘（１一缈２ｋ厶Ｃｏ，厶）≈！二竺：刍！刍±型ｊｏＬ，（１一彩２厶Ｃ３）从集总电路分析，ＳＩＲ谐振器在短路点附近有大电流，以电感效应为主，在开路端附近有高电压，在这一部分以电容效应为主。得出该结构的集总电路图２，该电路的输入导纳表达式为：卜两１＋爿王Ｉ的集总电路做近似简化分析。２渊㈧４”公式（４－４６）的近似推导式（４－４８）与公式（４．４９）一致，因此图４－２９可用图４－３１图４．３１抽头线ＳＩＲ的集总等效电路图浙江工业大学硕士学位论文对于图４．３ｌ所式的等效集总电路图在上一节中已经证明，该结构的谐振腔构成滤波器时可以在通带右侧得到一个传输零点。同理可以证明图４—３０的结构易在通带左侧产生传输零点，谐振腔的结构同图４．３０所示。由于传输零点还与级间的耦合有关，它将是一个综合的结果，因此在具体设计时要综合多种因素共同分析以得出结果。４．６电路综合在设计带通滤波器时，我们必须综合多个参数的相互影响比如：前面所分析的滤波器的阶数与过渡带的陡峭度的关系，还有带内插损、带宽和阻带三者的相互制约，阻带的改善是以增加带内插损为代价，在设计时要多方面综合分析以达到最佳的设计指标。按项目中所要求的参数在满足中心频率的前提下要求在低阻带有两个传输零点，结合４．４节中给出的多种传输零点的设计方法，在保证中心频率的前提下我们给出了二种设计图形：如图４．３２为三级谐振腔结构，是对上节所设计的切比雪夫带通滤波器做了改进。利用相邻级间的耦合和一三级间的反馈网络共同做用实现低阻带的二个传输零点。其中虚线部分可以利用带状线谐振腔的级间耦合获得，为使在衰减点处出现极点要使该点处容性大于感性。图４．３２三级带通滤波器集总电路图４．３３是二级谐振腔结构，这里将输入和输出端之间用反馈电容Ｃ６连接，以实现单级谐振腔串联电容形成一个传输零点。同时利用相邻级间的耦合作用，加强电容耦合Ｃ５来实现另一传输零点【４９】。浙江工业大学硕士学位论文图４．３３具有两个传输零点的二级谐振腔电路】，：Ｉ眠¨－．眠＋，ｚｌｓｅ６－Ｉ－此２（４－５０）Ｌ—ｓｅ６＋儿ｌＪ烀商鬻葑砘件㈦浙江工业大学硕士学位论文ｓ４降ｃ２一蠢］＋［鲁丫２ｃ钟２＋持＝。的中心频率是：件５３，这个四次方方程存在两个正实数根，即为两个传输零点的位置。另一方面对于图４－３３厶２瓦１鬲５三习１霄（４－５４）如果两个正实数根满足下列关系露２＜去（４－５５）我们就能得到在低阻带的两个传输零点。如果在设计微带电路时使两个谐振腔之间的电容耦合远大于电感耦合，那么如果我们把电感耦合忽略聊＝００，可以得到元件之间的关系：缈２＝＜一‘巳ｌ（４—５６）分析这个不等式可以看出传输零点的位置主要由电容控制，如果把相邻谐振腔间的耦合去掉即使ｃｓ＝０，这时电路图就变威２－Ｊ＂前面分析的单个谐振腔串联电容的结构图４—３４，对于电路对称的情况只可能产生一个传输零点。由此可以得出在仿真电路中控制两个传输零点位置的主要元件。图４．３４在低阻带仅有一个传输零点的电路结构浙江工业大学硕士学位论文４．７本章小结本章包括滤波通带设计、阻带设计、端口设计和电路综合四个部分。在集总电路设计中首先从基本的切比雪夫滤波器低通原型出发，经过频率及元件变换得到带通原型再经过ＪＫ变换得到并联结构的谐振腔电路形式，完成通带内电路设计。其次，从信号传输的角度结合网络分析得出传输零点的形成原理，利用单级谐振腔串联电容和级间耦合的方式获得了低阻带的传输零点以达到阻带到通带的过渡陡峭。再则，在端口设置上给出了二种结构的信号加入方式：抽头式和电容耦合式。并将这两种方式与谐振腔结合在一起分析得出抽头式的谐振腔易在高阻带形成传输零点，电容耦合式接入方式易在低阻带形成传输零点。最后，由上述分析综合出二种结构的集总电路形式，并证明了该结构在低阻带形成传输零点的可行性。浙江工业大学硕士学位论文第５章带状线滤波器的实现及仿真调试集总电路用分布元件来实现时．由于分布元件电磁场分布的复杂性，前面的计算结果只是一个大致的尺寸。在微带模型中很多因素影响着ＬＴＣＣ滤波器的性能如：ＳＩＲ谐振单元的宽度、线长、层间距以及谐振单元之间的间距等这些元素的变化会对性能造成较大的影响；再者为引入传输零点而添加的新层对滤波器的带外抑制性能影响，以及由此对谐振腔的影响也不能忽略；此外谐振腔输入输出端的引出部分产生了额外电感和电容以及输入输出位置等都会对滤波器的匹配也产生影响。本章就是以上几章的理论分析为基础，根据对集总电路的分析，在徽带电路中调节利用ＨＦＳＳ仿真软件得出微带电路中的一般仿真规律，采用多步法优化设计最后得到满足性能指标的微带电路模型。５．１带状线滤波器的实现根据上节设计的集总元件电路图４－３２、４－３３，基于ＬＴＣＣ技术设计了满足设计要求的带状线结构的滤波嚣．三级结构咖ｌ的图５－１、二级结构”“．图巾每层带线的厚度是０．０１ｒａｍ，上下层是接地金属板。图５－１中三级谐振腔图５—２是加入级间耦合，级问的交叉耦合可用哑铃型带线，这种结构中间为较细的带线可减小加入带线对第二级谐振腔的影响，避免引人不必要的耦合，同时两端带线较宽利于与别的层形成电容．该结构的等效电路图如图５．３所示：缓～彦少国５－ｌ三级滤波器结构一ｆ．卜图５－２加入级问耦台三级滤波器结构磊一二吲引浙江工业大学硕士学位论文蛾图５－３哑铃型交叉耦合及等效电路盛（５．１）（５．２）此时等效电容为阶跃处尺寸跳变引起的，等效值为：Ｂ二去ｓ；ｎ∥主＝Ｚｏｔａｎｐｔ。涨．，／㈠ｊ、卜。＼．＼＼＼、、斗皇｜“图５．４三级滤波器仿真结果该模型的仿真结果里出现了三个传输零点，在高阻带的传输零点是由输入端的连结方式引起的，抽头式ＳＩＲ谐振腔易在高阻带形成传输零点的结论相一致。左侧的传输零点是由交叉耦合与级问耦合共同作用产生的，这种模型的特点是：通带较宽，过渡带陡峭，带处衰减特性好但由于谐振腔较长多引起带内插损较大。图５．５是二级结构的滤波器，第一层实现了输入和输出级间的反馈电容，它与下层板共同作用形成了第一个传输零点。每二层是电容耦合输入输出方式的信号输入输出端，同时长方形的微带线构成了ＳＩＲ谐振腔的级间耦合电容是形成第二传输零点的关健。每三层和第四层共同构成了折叠线式ＳＩＲ谐振腔。浙江工业大学硕士学位论文卅＿‘ｉｉ；＾ＪＬＬ』圈５－５ＬＴＣＣ带状线二级滤波器结构各带线的等效元件在文献【４ｌ】中有报导，图５－６的结构中输入输出与谐振腔间会产生一个电容Ｃｌ、ｃ２，可由公式（５－３）计算，，、ｗ分别为带线与谐振腔垂直重叠部分的长和宽，ｈ是两图案层的间距，△厂是由边缘效应而进行的修正值。ｃ，＝坐笪丛ｈ二塑（５—３）。。』—三。。ｊ＾图５－６输八端与谐振腔图５—７交叉耦台与谐振腔图案层２的长方形带线部分与下层谐振腔的作用是各产生～个电容圈５－７，也可以采用图５．４的结构．其值仍可用公式（５．３）的平板电容公式求得，两个电容是串联结构共同构成了交叉耦合电容ｃｓ。Ｇ＝器ｃｓ４，图５－８中输入输出问的缝隙所产生的电容可由奇偶模原理分析形成的电容ａ，为了浙江工业大学硕士学位论文加强输入输出的电容耦合在第一层加入了一段小带线构成了一小电容，二电容是并联结构共同形成了ｃ６公式中乞是输入输出端相对位置的长度图５－８输入输出端的耦合电容ａ＝学乞耦合将对谐振腔的电感值产生影响，使谐振频率发生偏移。（５．５）两极）＇ａ－Ｊ的电感元件可由两级的磁耦合形成，由去感耦合电路公式（５．６），可以看出上。：—（Ｌ，－Ｍ）（Ｌｂ－Ｍ）＋（Ｌ，—－Ｍ）Ｍ＋（Ｌｂ－Ｍ）ＭＬ：—（Ｌ，－Ｍ）（Ｌｂ－Ｍ）＋（Ｌ．—－Ｍ）Ｍ＋（Ｌｂ－Ｍ）Ｍ（５－６）图５－９去互感耦合电路模型的等效分析中为简化分析过程忽略了一些窄边耦合的情况如：输入级与第二级谐振腔之间的耦合，输出级与第一级谐振腔的耦合，因为这部分耦合相对比较弱可在性能优化时消除这部分对滤波性能的不确定影响，至此电路４．３３已由图５．５实现。这种模型的特点是：谐振腔个数少调节方便，带线少通带内插入损耗小，传输零点的引入改善上一＝一了∈◇一Ｌｄ—Ｍ厶一Ｍ朋：（刍二丝！！刍二丝！±！刍二丝！丝±！鱼二丝！丝Ｍ了阻带特性能使过渡带较为陡峭。浙江工业大学硕士学位论文５．２谐振腔的调试从低通原型经频率变化求得的谐振单元的尺寸，这种设计主要的问题是，实际微带线的尺寸不随频率而变化，而实际微带线的参数却是随频率变化的，在通带边缘处与理论值有较大差异，造成实际频率与设计频率有差异。常要引入由带线开路端电容效应产生的址，在设计中常用经验来估算，这里莸们通过仿真实际频率与设计频率之间的差异，应用一种多步优化【５２１设计平行耦合带通滤波器的方法，能快速的使中心频率达到设计要求。并将该思想应用在谐振腔调谐上，缩短设计时间。５．２．１谐振腔尺寸对性能的影响谐振腔尺寸的改变主要是影响通带的特性，一端接地的ＳＩＲ谐振腔具有阻抗不连续，它会产生开路端电容和阶跃阻电容中心频率会比忽略不连续性设计的中心频率小。由平板电容／公式ｃｆｅＷｔ／ｄ，可以通过改变谐振器的宽度和长度的方式来改变电容值，但改变宽度时两级的级间距离也改变，将影响耦台系数，对滤波器影响较大。所以对谐振腔的调节尽量在不改变级间距的情况下进行。图５．１０是一个二级谐振腔滤波器，我们通过对该电路进行优化仿真来得出谐振腔调节的普遍规律。输入输出端口为带线宽度为０ｌｍｍ的等宽ｚ型结构，这样有利于在外接端位于中间的情况下调整谐振器输入抽头的位置。具体尺寸（ｒａｍ）：ｗｌ＝０２，ＬＩ＝０．８５，ｄ３＝０．３，ｈ＝ｏ．５５，ｈｌ＝ｌｗ２＝０．５５，Ｌ２ｆｆｉｌ５，ｗ３卸．５，Ｌ３＝１．１，ｄｌｆｆｉ０４，ｄ２＝０．２４，２，图案层的板间距为０．０３ｍｍ。图５一１０二极ＳＩＲ折叠线滤波器结构·押·髫｜一考蓁浙江工业大学硕士学位论文改变ＳＩＲ谐振器下层板的长度Ｌ３，选择几个间隔比较大（０．３ｍｍ）ｆ拘点来调节谐振频率，图５．１１可以看出在长度为１．１ｍｍ处接近到我们的设计要求，再在小范围（０．０５ｍｍ）内进行微调可使中心频率精确到设计要求的频率图５．１２。图５－ｌ１ＳＩＲ下层板长度对中心频率的影响图５．１２微调ＳＩＲ下层板长度从仿真图可以看出与我们的电路分析一致，谐振腔越长频率越小，改变下层板的度可以有效的调节谐振频率。另外，谐振腔的层间距也会对滤波器通带造成影响，利用ＨＦＳＳ仿真软件的参数扫描功能，得到层间距Ｈ对性能的影响，从图５一１３，５．１４中看出间距Ｈ过大，频率会升高，通带插损也会增加，在间距为Ｏ．０３ｍｍ时该结构的谐振腔在中心频率２．４５ＧＨｚ的插入损耗最小。同时间距的大小也受制作工艺的影响，间距过小容易造成图案层的粘连。＾∞３龉爨。乎：Ｈ’莨．罂磊∞．（ｎｌｍ）Ｏ．０２Ｏ．０３Ｏ．０４Ｏ．０５０．０６图５－１３层间距对性能的影响图５．１４层间距相对中心频率的参数扫描图５．２．２多级ＳＩＲ谐振腔的调谐多级谐振腔之间的间距影响了耦合系数，当两极谐振腔的间离过近或过远时对通带特性影响较大‘５３１，这主要是因为间距的改变使得级间的电磁场发生了变化，反映到每级谐．６０．浙江工业大学硕士学位论文振腔的阻抗也发生了变化公式（５．６）。距离过远时会产生欠耦合现象，通带变窄波峰变尖；距离过近时会产生过耦合现象，通带变宽，通带内纹波凹陷，插损增加。对于ＳＩＲ型谐振腔来说，由于上下两部分的宽度不一样，就有二个间距可以调节，又由于ＳＩＲ谐振腔接地端与开路端的影响，分别以不同的耦合方式为主，所以上下两部分的间距调节对滤波器性能的影响是不一样的。本节仍以两级谐振腔为例分析其变化趋势。由ＳＩＲ结构特点，下部分窄上部分宽，这样下部分就有更大的调整空间从仿真图５．１５、５－１６可以看出下部的改变对谐振腔的耦合影响较大，上部的改变会使中心频率偏移，间距变大频率有变大的趋势。下层折叠线部分的调整可以根据ｄ２的改动微调，尽量保证上下层板的重叠面积不变。ｊ。一。巧融卜二一＼＼＼．“／／／／ｔ‘ｔ．－５Ｊ∞，／ｌ广Ｕ／：／ｄａ／ｉ／心．．ｊ＼ＩＩｊ啪，，Ｌ］厂．Ｌ１厂ＪＩＵｄ，Ｕ；．一－ｉ汐太，＼、图５－１６改变ＳＩＲ上部间距ｄ２１４、．．图５－１５改变ＳＩＲ下部间距ｄｌ图５—１５中Ｓ２１参数与频率的变化关系同前面３．３节集总电路的分析结果一致，另外可以看出随着两谐振腔间距的缩小，两谐振腔的耦合强度加大，通带特性变差。两谐振点在耦合减弱的情况下逐渐靠拢，直至通带内Ｓ２Ｉ曲线最为平坦，在通带接近内Ｓ２ｌ接*坦时，可根据ＳｌＩ曲线的变化使该曲线衰减更大，以调谐两个谐振腔使通带特性更好。５．３端口的调试端口的内部连接方式有二种：抽头式和电容耦合式。由于器件外部印刷电极及接入系统时焊盘位置的限制，表面粘贴式的器件通常要求在器件的低部边上中问处引入焊接点，如图５－１７。采用Ｚ型的内部信号接入方式可以很容易的改变信号馈入谐振腔的位置。浙江工业大学硕士学位论文５．３．１抽头式ｚ型端口的调试抽头式的输入方式，输入阻抗的大小主要受端口馈线高低位置的影响［５４１１矧。图５．１８、５—１９表示抽头线的位置变动时在一个小的范围内可使电路处于匹配状态，带内插损达到最小，带内纹波平稳呈水平状，此外抽头位置对中心频率无影响，与４．５节的分析一致。蓼◇图５．”器件外部电援结构…＋—矿铲：Ｆ一～、ｒ－十、４、一一…一二。ｊＺ￡＿’＿黼＿＿一一ｊ∞５一ｊ爿一抵．。，ｉ，∥篱萼立憋釜；＿Ｊｕｔ２Ｚ！：．ｊ：三登；÷拿｝，瞄＃７ｊ一厂］。ＬＪ～一＿＿＿一¨ｇ｜Ｉ—Ｈ一图５．１８抽头位置对性能影响三ｆ≮；．．ｉｉ；Ｎ：＼；；＼豳５．１９抽头位置针对中心频率的衰减曲线＝三＝二＼５．３２电容耦合端口的调试电容耦合形式的输入输出方式结构如图５－２０所示，从仿真结果看图５－２１到图５－７－５，这种结构在较低阻带处形成了一个传输零点，且零点的位置随着输入输出的位置、面积，层间距而改变。宽度改变对性能极无影响，而长度变化时对传输零点位置影响明显，随着长度的增加传输零点向较高频率移动，这主要因为二信号端口的移近加强了输入与输出带线的电容耦合。在输入输出端向开路端移近的过程，传输零点向更低频率点移动，原因是ＳＩＲ谐振腔开路端有大量电荷聚集，向开路端移动，电容耦合会加强。而输入输出与ＳＩＲ谐振腔层间距变大时，电容耦台减弱，因此传输零点向高频率方向移动。－６２．浙江工业大学硕士学位论文Ｊ＿●一＿ｌ｜ｌＬＩ８——ｌ图５—２０电容耦合输八方式的＿二级模犁＿～＿厂——了矿ｗ＼ｏ≤页Ｋ一／，７眵。／／厂＾、／ｙ】¨－－－，｛嘲洲至ｊ酥罾］圜雾］二磊１图５－２１二级谐振腔仿真结果ｈ…削５．２２改变输入端的宽对性能的影响图５．２３改变输＾端的长对性能的影响浙江工业大学硕士学位论文图５—２４输入端向开路端移动图５－２５辅入端与谐振腔回距改变对性能的影响５．４传输零点的调试在利用电容耦合方式的输入方式中，易在低阻带形成传输零点．但是该零点的位置只在０到ＩＧＨｚ范围内移动不易向更高频率阻带移动，加此基础上将输入与输出问加入一条细的带线来增强输入输出间的电容耦合口６１，使传输零点向较高频率点移动。结构如图５．２６仿真结果图５—２８到５—３０，在通带的两侧各形成了一个传输零点，在反馈带线增长的过程从ｏ２ｎｕｎ到０．８ｍｍ范围变化时两传输零点迅速向通带靠近。而在Ｏ８ｍｍ到１．２ｒｎｒａ变化是，左侧零点变化不明显，右侧高阻带的零点继续向通带移动。增加反馈带线的宽度也有类似结论。为了将右侧传输零点移到左侧，我们在输入与输出的同一层加入一哑铃型的带线，将两谐振腔的电容耦台加强图５—２７。从仿真图５－３ｌ到５．３３中可以清楚的看到右侧零点向左侧移动的过程，随着极间耦合带线的面积增大，右侧的传输零点向低阻带移动，同时面积的增大对左侧传输零点位置变化不大。而且极问耦台向ＳＩＲ谐振腔开路端移近的过程对两个传输零点几无影响，只是通带特性变差。图５—２６输入输出级反馈耦舍的结构图５．２７谐振腔级问耦台的结构浙江工业大学硕士学位论文＾Ｖ蜀∽写图５．２８反馈耦合长度大范围变化５—２９反馈耦合长度小范围变化图５．３０反馈耦合宽度对性能影响图５．３１级间耦合宽度对性能影响图５－３２级间耦合长度对性能影响图５．３３级间耦合位置对性能影响．６５．浙江工业大学硕士学位论文５．５性能优化综合由项目中的指标要求，我们采用图５－５的结构来实现滤波器，具体尺寸如下（咖）：谐振腔下层板长０．４５宽０．５，上层板中ＳＩＲ开路端部分长０．７９宽０．６３，接地端部分长１．１宽Ｏ．１２；输入输出尺寸ＬＢ３＝Ｏ．３５，ＬＢ＝Ｏ．３，ＷＢ＝Ｏ．６；反馈耦合器长１．３宽０．３；极间耦合ＷＥｌ．３，ＬＥ＝Ｏ．３。仿真调试步骤如下：首先构建谐振腔和输入输出模型，使仿真结果达到中心频率２．４５ＧＨｚ左右，通带内插损达到最小。其次加入反馈耦合，使第一传输零点位置在１．２ＧＨｚ附近。然后加入极间耦合使第二传输零点位置在２．１ＧＨｚ。最后，图５－３４综合调节平衡兼顾使整个滤波器的各项指标达到要求。产≮ｏ一』／ｏ㈡一÷二－－＿Ｉ…砑／＼■。。’卜：、：：。、／／Ｖ。＼／＼ｆＫ；．…；．…‘ｉｙ２；｛。凹止！：：！塑ＨＺ－３４．Ｍ㈣ｘ１２ＦｔＯｑｐ嘲２４５口１ｚＩ珐２ｌ里：塑塑１２６１ｑｚＩ冲１６２６Ｈｚｌ翌：：至：墅Ｊ图５．３４输入端与谐振腔间距改变对性能的影响５．６本章小结本章给出了多种结构的微带模型，利用ＨＦＳＳ仿真软件给出各种模型的仿真规律。首先在谐振腔结构上由ＳＩＲ折叠线性的结构特点得出，该结构对中心频率的影响，调节下层板的长度而使中心频率改变而不影响其他参数。调节级间的间距会对通带的平整度有关健性影响，谐振腔下部间距的改变更易改变通带特性。其次，端口的两种设计方式抽头式和电容耦合式，抽头式易在高阻带形成传输零点而电容耦合式易在低阻带形成传输零点，最后给出了实现传输零点的微带模型，性能达到设计指标。－６６－浙江工业大学硕士学位论文第６章结论与展望６．１结论本文采用电路分析与电路综合的方法，结合电磁场仿真软件，研制了适合于工程上需要的ＬＴＣＣ滤波器。在集成电路设计上，由切比雪夫原型出发，经由频率变换，ＪＫ变换得到能实现通带特性的电路。然后给出了在不同位置设计传输零点的模块电路，可以根据需要组合成各种电路达到设计传输零点的目的。最后综合出两种结构的集总电路，实现阻带特性，在低阻带得到两个传输零点。在微带模型上，结合ＬＴＣＣ工艺自身的特点，设计了多种结构的微带滤波器模型。以ＳＩＲ折叠线型构作为谐振腔，以抽头式或电容耦合式作为输入输出方式，以输入和输出级间的反馈耦合、级间耦合、交叉耦合和谐振腔的结构方式构建传输零点，并通过电磁场的分析结果和ＨＦＳＳ仿真软件，采用多步优化的方法得出了各结构变化对滤波器性能影响的规律。利用这些规律可以在构建实物模型时，快速达到设计指标。所研制的２．４５ＧＨｚ滤波器，通带内插损小于１．７ｄＢ，带宽ＩＯＯＭＨｚ，并在１．２７ＧＨｚ和２．ＩＧＨｚ处产生了传输零点，改善阻带特性，满足设计指标的要求。微带模型及仿真规律对其他频率及尺寸人滤波器有借鉴作用，该产品可广泛应用在无线网卡，蓝牙，ＺｉｇＢｅｅ等无线终端上。６．２展望本文所采用的二级结构的ＬＴＣＣ滤波器，从仿真结果上看，基本达到了设计指标，但在ＬＴＣＣ烧结的过程中会出现基板收缩率的问题，即使现在的零收缩技术已能有效的使收缩率降到０．１％，但是实物的测试参数还是与模型的仿真结果有差异。级数的减小虽然降低了通带内的插损，但是带宽也相应变窄，在高阻带的衰减也没三级结构陡峭。这是由于降低滤波器级数是以牺牲带宽来换取带内插损。综合考虑我们在设计时应尽量减小布线的层数，采用规整的结构，以设计性能更为优良的滤波器。目前，对器件的小型化仍在继续，ＬＴＣＣ技术的发展也必然对电子器件的发展提供了机遇，将多个无源器件都埋置在ＬＴＣＣ基片中进行烧结１５７１，例如：将天线、滤波器、巴伦等整合在一起开发的蓝牙模块，将会是未来ＬＴＣＣ器件的发展趋势之一。浙江工业大学硕士学位论文参考文献【１】杨辉，张启龙，王家邦等．微波介质陶瓷及器件研究进展【Ｊ】．硅酸盐学报，２００３，３１（１０）：９６５．９７３．【２】ＡｌｅｘＢａｉｌｅｙ，ＷｅｓＦｏｌｅｙ，ＭｉｋｅＨａｇｅｍａｎ．ＭｉｎｉａｔｕｒｅＬＴＣＣｆｉｌｔｅｒｆｏｒｄｉｇｉｔａｌｒｅｃｅｉｖｅｒｓ【Ａ】．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ１９９７ＩＥＥＥＭＴＴ－ＳＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍ【Ｃ】．ＵＳＡ：ＤｅｎｖｅｒＣｏ．，１９９７，９９９—１００２．【３】Ｉｓｈｉｚａｋｉ正Ｍｌｙａｋｅ彤Ｙａｍａｄａ‘ＫａｇａｔａＨ，ＫｕｓｈｉｔａｎｉＨａｎｄＯｇａｗａＫ．ＡｆｉｒｓｔｐｒａｃｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆｖｅｒｙｓｍａｌｌａｎｄｌｏｗｉｎｓｅｒｔｉｏｎｌｏｓｓｌａｍｉｎａｔｅｄｄｕｐｌｅｘｅｒｕｓｉｎｇＬＴＣＣｓｕｉｔａｂｌｅｆｏｒＷ－ＣＤＭＡｐｏｒｔａｂｌｅｔｅｌｅｐｈｏｎｅｓ【Ｊ】。ＩＥＥＥＭＴＴ－ＳＭｉｃｒｏｗａｖｅｓｙｍｐＤｉｇ，２０００：１８７－１９０．【４】１ｓｈｉｚａｋｉＴ，ＦｕｊｉｔａＭ，ＫａｇａｔａＨ．ＡＶｅｒｙＳｍａｌｌＤｉｅｌｅｃｔｒｉｃＰｌａｎａｒＦｉｌｔｅｒＦｏｒＰｏｒｔａｂｌｅＴｅｌｅｐｈｏｎｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｍＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｋ，１９９４，４２（１１）：２０１７－２０２２．【５】ＫｕｏＪｅｎ－Ｔｓａｉ，ＹｅｈＴｓｕｎｇ－Ｈｓｕｎ，ＹｅｈＣｈｕｎ－Ｃｈｅｎｇ．Ｄｅｓｉｇｎｏｆｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈａｄｕａｌ－ｐａｓｓｂａｎｄｒｅｓｐｏｎｓｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．２００５，５３（４）：１３３１－１３３７．【６】ＴａｎｇＣｈｉｎｇ－Ｗｅｎ，ＬｉｎＹｉｎ—Ｃｈｉｎｇ，ＣｈａｎｇＣｈｉ－Ｙａｎｇ．ＲｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＺｅｒｏｓｉｎＣｏｍｂｌｉｎｅＦｉｌｔｅｒＵｓｉｎｇａｎＡｕｘｉｌｉａｒｙＩｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙＣｏｕｐｌｅｄＧｒｏｕｎｄＰｌａｎｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ．２００３，５１（１０）：２１１２—２１１８．ｈｔｔｐ：／／ｓｅａｒｃｈ．ｍｕｒａｔａ。ｃｏ．ｊｐ／Ｃｅｒａｍｙ／ＰｎｓｅａｒｃｈＶｉｅｗＡｃｔｉｏｎ．ｄｏ？ＨｎＯＦＧ＝ＯＮ＆ＨｎＮＦＧ＝ＯＮ＆ｓｅａｒｃｈ＝ｓｔａｒｔｗｉｔｈ＆ＳＥＬ＿ＣＮＴ＝５０＆ｓＬａｎｇ＝ｅｎ＆ｓＫｅｙ＝ＬＦＢ２Ｈ２Ｇ４５ＳＧ７Ａ１３４＆ｘ＝１３＆ｙ＝１２，２００８－１０．【８】盛振华．电磁场微波技术与天线【Ｍ】．西安：西安电子科技大学出版社，２００３．【９】杨邦朝，付贤民，胡永达．低温共烧陶瓷（ＬＴＣＣ）技术新进展【Ｊ】．电子与元器件材料，２００８，２７（６）：１．５．［１０】崔学民．低温共烧陶瓷（ＬＴＣＣ）材料的应用及研究现状【Ｊ】．材料导报，２００５，１９（４）：１－４．【１１】赵全明．低温陶瓷共烧技术及发展【Ｊ】．河北工业大学学报，２００２，３ｌ（５）：８５．８９．【１２】熊钢．低温共烧陶瓷技术【Ｊ】．咸宁学院学报，２００７，２７（３）：３４．３６．［１３】王悦辉．低温共烧陶瓷无源集成技术及其应用【Ｊ】．材料导报，２００５，１９（９）：８３．８６．【１４】钟慧，张怀武．低温陶瓷共烧结陶瓷（ＬＴＣＣ）：特点、应用及问题【Ｊ】．磁性材料及器件，２００３，３４（４）：３３－３５．【１５】王悦辉．低温共烧陶瓷（ＬＴＣＣ）技术在材料学上的进展【Ｊ】．材料导报，２００６，２１（２）：２６７．２７６．［１６】ＧｏｉｏｎｋａＬ．Ｊ．ＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙａｎｄａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｏｆＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃ（ＬＴＣＣｌｂａｓｅｄｓｅｎｓｏｒｓａｎｄｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＢｕｌｌｅｔｉｎｏｆｔｈｅＰｏｌｉｓｈＡｃａｄｅｍｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅｓ：ＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｃｉｅｎｃｅｓ，２００６，５４（２）：２２１．２３１．曾志毅，王浩勤，尉旭波．低温共烧陶瓷（ＬＴＣＣ）技术应用进展［Ｊ】．磁性材料及器件，２００７．３８：７．１０．Ｄｅｖｅｎｄｒａｋ．Ｍｉｓｍ，射频与微波通信电路【Ｍ】．北京：电子工业出版社，２００５．聂广琳，王鲁豫．微带发夹式带通滤波器的计算机辅助设计［Ｊ】．压电与声光，２００５，２７（２）：２０６．２０８．ＭａｌｄｍｏｔｏＭ，ＹａｍａｓｈｉｔａＳ。无线通信中微波谐振器与滤波器【】Ⅵ】，国防工业出版社，２００２．申凯，王光明，郑武团．微带阶跃阻抗谐振器小型化滤波器的精确设计【Ｊ】．中国电子科学研究院学报，２００８，３（２）：１９５－１９８．Ｍ，ＭａｋｉｍｏｔｏＭ，ＹａｍａｓｈｉｔａＳ．Ｇｅｏｍｅｔｒｉｃａｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓａｎｄｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆ．６８．【１７】【１８】【１９］［２０】【２ｌ】【２２】Ｓａｇａｗａ浙江工业大学硕士学位论文ｍｉｃｒｏｗａｖｅｓｔｅｐｐｅｄ—ｉｍｐｅｄａｎｃｅｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ【Ｊ】．ＩＥＥＥＴｒａｎｓＯｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙＴｅｃｈ．１９９７，４５（７）：１０７８－１０８５．【２３】【２４】ＭａｔｔｈｅｉＧＬ．微波滤波器阻抗匹配网络与耦合结构【Ｍ】．上海：科技情报通讯编译室，１９７２．ＣｈｕＱｉｎｇｘｉｌｌ＇ＷａｎｇＨｕａｎ．ＰｌａｎａｒＱｕａｓｉ·ＥｌｌｉｉｐｔｉｃＩＥＥＥＦｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈＩｎｌｉｎｅＥＭＣｏｕｐｌｅｄＯｐｅｎ－ＬｏｏｐＲｅｓｏｎａｔｏｒｓ．ｏｎ【Ａ】．２００８ＭＴＴ－ＳＩｎｔｅｍａｔｉｏｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＷｏｒｋｓｈｏｐＳｅｒｉｅｓＡｒｔｏｆＭｉｎｉａｔｕｒｉｚｉｎｇＲＦａｎｄＭｉｃｒｏｗａｖｅＰａｓｓｉｖｅＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ［Ｃ］。Ｃｈｅｎｇｄｕ：ＩＥＥＥ，２００８，４７－５０．【２５】［２６】许佳，覃亚丽，吴小燕等．小型ＬＴＣＣ折叠线带通滤波器的设计【Ｊ】．微波学报，２００５，２１（４）：５８—６１．ＳｕｎｇＧｙｕ－Ｊｅ，ＹｅｏＤｏｎｇ－Ｈｕｎ，ＫｉｍＢｒｕｃｅ．ＥｑｕｉｖａｌｅｎｔＣｉｒｃｕｉｔＤｅｓｉｇｎｏｆＭｕｉｔｉｌａｙｅｒＰａｒａｌｌｅｌ－ｃｏｕｐｌｅｄｌｉｎｅＦｉｌｔｅｒ［Ｃ］．ＲａｄｉｏａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓ【２７】ＢａｌＳ．Ｖｉｒｄｅｅ，ＣｈｒｉｓｔｏｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．２００４：２３９—２４１．Ｇｒａｓｓｏｐｏｕｌｏｓ．ＦｏｌｄｅｄＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐＲｅｓｏｎａｔｏｒ．ＩＥＥＥＭＴｒ－ｓＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ［Ｃ］．２００３．３：２１６１－２１６４．【２８］ＺｈａｎｇＹｕｎｃｈｉ，ＫａｗｔｈａｒＡ．Ｚａｋｉ．ＬＴＣＣｍｕｌｔｉ—ｌａｙｅｒｃｏｕｐｌｅｄｓｔｒｉｐ－ｒｅｓｏｎａｔｏｒｆｉｌｔｅｒｓ［Ａ］．ＩＥＥＥＭＴＦ－ＳａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ［Ｃ］．Ｈｏｎｏｌｕｌｕ：ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｓＩｎｃ，２００７，１０３９－１０４２．【２９】【３０】【３１】【３２】【３３】【３４】墨晶岩，马哲旺．一种新型多层低温共烧陶瓷三级带通滤波器，微波学报【Ｊ】．２００６，２２（２）：５９－６１．ＲｅｉｎｈｏｌｄＬｕｄｗｉｇＰａｖｅｌＢｒｅｔｃｈｋｏ．射频电路设计理论与应用【Ｍ】．北京：电子工业出版社，２００２甘本祓，吴万春．现代微波滤波器的结构和设计【Ｍ】．北京：科学出版社，１９７３．ＤａｖｉｄＲｏｂｅｒｔＭ．Ｐｏｚａｒ．微波工程【Ｍ】．北京：电子工业出版社，２００６．Ｊ．Ｗｅｂｅｒ．微波电路引论【Ｍ】．北京：电子工业出版社，２００５．Ｈｏｎｇ，Ｍ．Ｊ．Ｌａｎｃａｓｔｅｒ．ＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐＦｉｌｔｅｒｓｆｏｒＲＦ／ＭｉｃｒｏｗａｖｅＪｉａ－ＳｈｅｎｇＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｍ］．ＪｏｈｎＷｉｌｅｙ＆ＳｏｎｓＩｎｃ．２００１．［３５】【３６】清华大学《微带电路》编写组．微带电路【Ｍ】．北京：人民邮电出版社，１９７９．ＩｋｕｏＡｗａｉ．ＭｉｎｉａａｔｕｒｚａｔｉｏｎｏｆＢＰＦＢａｓｅｄｏｎＢｒｏａｄ—ＳｉｄｅｏｎＣｏｕｐｌｅｄＳｔｒｉｐＲｅｓｏｎａｔｏｒｓ［Ａ］．２００８ａｎｄＭｉｃｒｏｗａｖｅＩＥＥＥＭＴＴ－ＳＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＷｏｒｋｓｈｏｐＳｅｄｅｓＡｒｔｏｆＭｉｎｉａｔｕｒｉｚｉｎｇＲＦＰａｓｓｉｖｅＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ［Ｃ］．Ｃｈｅｎｇｄｕ：２００８．７·１【３７】【３８】２．苏宏，杨邦朝，杜晓松等．层叠片式ＬＴＣＣ低通滤波器设计【Ｊ】，电子元件与材料，２００６，２５（７）：７２．７４．ＷａｎｇＸｕｄｏｎｇ，ＹｏｕＢｉｎ，ＪｉＷｕｓｈｅｎｇ，ＬｉＹｉｎｇ．Ａｌａｍｉｎａｔｅｄｃｅｒａｍｉｃｂａｎ＠ａｓｓｆｉｌｔｅｒｒｅａｌｉｚｅｄｕｓｉｎｇＯｐｔｉｃａｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃｏｕｐｌｅｄ２１４—２１６．ｓｔｅｐｐｅｄ—ｉｍｐｅｄａｎｃｅｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ［Ｊ］．ＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＬｅｔｔｅｒｓ，２００３，３９（３）：【３９】ＩｓｈｉｚａｋｉＴｏｓｈｉｏ，ＵｗａｎｏＴｏｍｏｋｉ．ＡＳｔｅｐｐｅｄＩｍｐｅｄａｎｃｅＣｏｍｂｌｉｎｅＦｉｌｔｅｒＦａｂｒｉｃａｔｅｄＢｙＵｓｉｎｇＣｅｒａｍｉｃＬａｍｉｎａｔｉｏｎ【４０】Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ［Ａ］．ＩＥＥＥＭＴＩ＇－ＳＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ【Ｃ】．ＵＳＡ：ＳａｎＤｉｅｇｏ．ＣＡ，１９９４，６ｌ７．６２０．ＹｅｕｎｇＬａｐ－Ｋｕｎ，ｗｕＫｅ－Ｌｉ．ＡＣｏｍｐａｃｔＳｅｃｏｎｄ－ＯｒｄｅｒＬＴＣＣｏｎＢａｎ＠ａｓｓＦｉｌｔｅｒ、ＭｔｈＴｗｏＦｉｎｉｔｅＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＺｅｒｏｓ［Ｊ］，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ【４ｌ】ＷｊｔｈＡｌｌ—ＣａｐａｃｉｔｉｖｅＣｏｕｐｌｉｎｇ［Ｊ］．ＩＥＥＥ：１７８７．１７９１．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２００３，５１（２）：３３７·３４１．ＤｅｓｉｇｎｏｆＬＴＣＣＦｉｌｔｅｒｓＲａｍｂａｂｕｋＪｅｎｓＢｏｍｅｍａｎｎ．ＳｉｍｐｌｉｆｉｅｄＡｎａｌｙｓｉｓＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＴｅｃｈｎｉｑｕｅｏｎｆｏｒｔｈｅＩｎｉｔｉａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２００５，５３（５）［４２】ＴａｎｇＣｈｉｎｇ－Ｗｅｎ．Ｈａｒｍｏｎｉｃ－ＳｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎＯｐｅｎＬＴＣＣＦｉｌｔｅｒＷｉｔｈｔｈｅＳｔｅｐ—ＩｍｐｅｄａｎｃｅＱｕａｒｔｅｒ－ＷａｖｅｌｅｎｇｔｈＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２００４，５２（２）：６１７－６２４．ＬＴＣＣＰａｔｃｈＦｉｌｔｅｒＳｔｕｂ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄ【４３】ＤｅｎｇＪｉａｎｈｕａ，ＷａｎｇＢｉｎｇｚｈｏｎｇ，ＧａｎＴｉｇｕｏ．ＡＮｏｖｅｌ．６９．ＷｉｔｈＳｈａｒｐＴｒａｎｓｉｔｉｏｎ浙江工业大学硕士学位论文Ｂａｎｄｓ［Ｊ］，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄ【４４】ＯｐｔｉｃａｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＬｅｔｔｅｒｓ，２００７，４９（４）：９８９－９９１．ａＶａｄｉｍＰｉａｍｉｔｓａ，ＥｉｎｏＪａｋｋｕ，ａｎｄＳｅｐｐｏＬｅｐｐａｅｖｕｏｒｉ，Ｄｅｓｉｇｎｏｆ２－ＰｏｌｅＬＴＣＣＦｉｌｔｅｒｆｏｒＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ【４５】ＤｅｎｇＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２００４，３（２）：７９－３８１．ｂａｎ＠ａｓｓｆｉｌｔｅｒＪｉａｎｈｕａ，ＷａｎｇＢｉｎｇｚｈｏｎｇ，ＧａｎｚｅｒｏｓＴｉｇｕｏ．ＣｏｍｐａｃｔＬＴＣＣｄｅｓｉｇｎｗｉｔｈｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ１９１９—１９２２．ｉｎｔｈｅｓｔｏｐｂａｎｄ［Ｊ］．ＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＯｐｔｉｃａｌｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｌｅｔｔｅｒｓ，２００６，４８（１０）：【４６】ＬｅｕｎｇＷｉｎｙａｎ，Ｋｗｏｋ－Ｋｅｕｎｇ，ＷｕＫｅｌｉ．ＭｕｉｔｉｌａｙｅｒＬＴＣＣｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｄｅｓｉｇｎｗｉｔｈｓｔｏｐｂａｎｄｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ【Ｊ】．ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ【４７】ＴｈｏｍａｓＪＢ．Ｃｒｏｓｓ－ｃｏｕｐｌｉｎｇｉｎｃｏａｘｉａｌＬｅｔｔｅｒｓ，２００２，１２（７）：２４０—２４２．Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎｃａｖｉｔｙｆｉｌｔｅｒ－ａｔｕｔｏｒｉａｌｏｖｅｒｖｉｅｗ【Ｊ】．ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２００３，５１（４）：１３６８—１３７６．【４８】ＩｓｈｉｚａｋｉＴ，ＦｕｊｉｔａＭ，ＫａｇａｔａＨ．Ａｖｅｒｙｓｍａｌｌｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃｐｌａｎａｒｆｉｌｔｅｒｐｏｒｔａｂｌｅｔｅｌｅｐｈｏｎｅｓ【Ｊ】．ＩＥＥＥＴｒａｍＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ【４９］ＺｏｎｇａｎｄＴｅｃｈ，１９９４，４２（１１）：２０１７－２０２２．Ｙａｌｉ．ＺｈｕＺｈｉｆｅｎｇ，ＱｉｎＦｕｌｉａｎｇ．ＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＳｅｃｏｎｄ－ＯｒｄｅｒＬＴＣＣＯｎＢａｎ＠ａｓｓＦｉｌｔｅｒｗｉｔｌｌＴｗｏＦｉｎｉｔｅＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＺｅｒｏｓ［Ａ】．２００８ＧｌｏｂａｌＳｙｍｐｏｓｉｕｍＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒＷａｖｅｓＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇ［Ｃ］．Ｎａｎｊｉｎｇ：ｌｎｓｔ．ｏｆＥｌｅｃ．ａｎｄＥｌｅｅ．Ｅｎｇ．ＣｏｍｐｕｔｅｒＳｏｃｉｅｔｙＩＥＥＥＰｒｅｓｓ，２００８，３７·３９．【５０】ＹｏｓｈｉｔａｋａＣｏｎｎｅｃｔｅｄＮａｇａｔｏｍｉ，ＮａｏｋｉＯｎＹｕａａ，Ｔｏｓｈｉｏｌｓｈｉｚａｋｉｅｔｃ．ＭｕｌｔｉｌａｙｅｒＦｉｌｔｅｒｗｉｔｈＩｎｐｕｔ／ＯｕｔｐｕｔＥｌｅｃｔｒｏｄｅＰａｔｔｅｒｎｓＤｉｆｆｅｒｅｎｔｓｉｄｅＳｕｒｆａｃｅｓｔｏｓｉｄｅＥｌｅｃｔｒｏｄｅｓａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｄｅｓ［Ｐ］．ＵＳ：６１７７８５３８１，２００１－０１－２３．【５１】【５２】【５３】ＨｉｒｏｓｈｉＳｈｉｇｅｍｕｒａ．ＬａｍｉｎａｔｅｄＦｉｌｔｅｒ［Ｐ］．ＵＳ：６１９１６６９８１．２００１－０２．２０．甘后乐，楼东武．平行耦合微带线带通滤波器的多步优化设计【Ｊ】．微波学报，２００５，２１（６）：３３－３５．周郭飞，赵全明，腾建辅．微带电容间隙耦合传输线带通滤波器的优化设计【Ｊ】．微波学报，２００３，１９（１）：３４—３７．【５４］【５５】李明洋，郭陈红．微带抽头线发夹型滤波器设计［Ｊ】．微电子与基础产品，２００３，２９（９）：５％６０．ＧａｎＨｏｕｌｅ，ＹａｎｇＤｏｎｇｘｉａｏ，ＬｏｕＤｏｎｇｗｕ．ＮｅｗｃｏｕｐｌｅｄｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐＳＩＲｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｚｅｒｏｓ［Ａ］．２００５ａｎｄＩＥＥＥＭＴＴ－ＳＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ［Ｃ］．ＬｏｎｇＢｅａｃｈ：ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＥｎｇｉｎｅｅｒｓｌｎｃ２００５，２１７９—２１８２．ｏｆＬｏｗ－ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣＯ·ｆｉｒｅｄｃｅｒａｍｉｃ【５６】ＴａｎｇＣ．Ｗ：ＣｈｉｎＫ．Ｃ．Ｄｅｓｉｇｎｚｅｒｏｓｂａｎ＠ａｓｓｆｉｌｔｅｒｗｉｔｈｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｉｎｔｈｅｓｔｏｐｂａｎｄ［Ｊ］．ＩＥＴＭｉｃｒｏｗａｖｅ，Ａｎｔｅｎｎａｓ＆Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，２００８，２（５）：４９２－４９６．［５７】胡永达，徐如清，杨邦朝等．ＬＴＣＣ在蓝牙技术中的应用【Ｊ】．混合微电子技术，２００７，１８（１）：３８－４２．．７０．附录一ｆｕｎｃｔｉｏｎｆｃｌｅａｒ；ｘ＝【．１０：０．１：１０１；ｓ＝ｌ；ｔ＝ｓｑｒｔ（（１＋ｓ＾２－ｘ．＾２）．＾２＋４·ｘ．＾２）；ｙ＝２．／ｔ；ａｘｉｓ（［一１０１００１．２】）；ｐｌｏｔ（ｘ，ｙ）；ｈｏｌｄｏｎ；ｓ＝１．５：ｔ＝ｓｑｒｔ（（１＋ｓ＾２－ｘ．＾２）．“２＋４·ｘ．＾２）；ｙ＝（２·Ｓ）．／ｔ；ａｘｉｓ（［－ｌＯ１００１．２】）；ｐｉｏｔ（ｘ，ｙ）；ｈｏｌｄｏｎ；ｓ＝３：ｔ－＝ｓｑｒｔ（（１＋ｓ＾２－ｘ．＾２）．＾２＋４·ｘ．＾２）；ｙ－－（２·ｓ１Ｊｔ；ａｘｉｓ（［－１０１００１．２】）；ｐｌｏｔ（ｘ，ｙ）；ｈｏｌｄｏｎ；ｓ＝Ｏ．６：仁ｓｑｒｔ（（１＋ｓ＾２－ｘ．＾２）．＾２＋４‘ｘ．＾２）；ｙ＝（２幸ｓ）．／ｔ；ａｘｉｓ（［－１０１００１．２】）；ｐｌｏｔ（ｘ，ｙ）；浙江工业大学硕士学位论文多级耦合电路幅频特性程序．７１．浙江工业大学硕士学位论文致谢我衷心感谢我的导师覃亚丽老师，本文得以顺利完成离不开覃老师三年来的悉心指导。覃老师严谨的工作态度、广博的专业知识、平易近人的个性使我在研究生的学习中受益匪浅也成为我今后工作、生活的榜样。感谢我的父母、哥哥姐姐在我漫长的求学过程中给予的关心、鼓励和支持！感谢所有教过我的老师，熟悉的不熟悉的，只要我们提出了问题都会给予无私帮助的老师们，他们都是我求学道路上的良师益友。感谢朱富良、许佳、方安师兄在我研究生学习期间给予的帮助和指导，感谢本项目组的各位师弟师妹在小组讨论中提出的意见和建议，使我的思路更为宽广。感谢同寝的姐妹三年来的照顾，让我的求学路充满欢乐。最后，再次感谢所有关心和帮助我的人们，谢谢。浙江工业大学硕士学位论文攻读学位期间参加的科研项目和成果录用和发表的论文【１】ＺｏｎｇＺｈｉｆｅｎｇ，ＱｉｎＢａｎｄｐａｓｓＹａｌｉ，ＺｈｕＦｕｌｉａｎｇ，ＨｕａｎｇＷｅｎｂｉａｏ．ＡｎａｌｙｓｉｓＺｅｒｏｓ［Ａ］．２００８ｏｆＳｅｃｏｎｄ—ＯｒｄｅｒＬＴＣＣＧｌｏｂＭＳｙｍｐｏｓｉｕｍｏｎＦｉｌｔｅｒ、ⅣｉｔｌｌＴｗｏＦｉｎｉｔｅＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒＷａｖｅｓＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇ［Ｃ］．Ｎａｎｊｉｎｇ：Ｉｎｓｔ．ｏｆ２００８，３７－３９．Ｅｌｅｃ．ａｎｄＥｌｅｃ．Ｅｎｇ．ＣｏｍｐｕｔｅｒＳｏｃｉｅｔｙ，【２】宗志峰，覃亚丽，黄文彪．抽头式折叠线型ＳＩＲ带通滤波器设计四．电子元件与材料，２００９，２８（４）：１８—２０．［３】黄文彪，覃亚丽，宗志峰，沐自卫．层叠式ＬＴＣＣ带通滤波器的结构设计［Ｊ】．杭州电子科技大学学报，２００８，２８（５）：１１２．１１５．．．７３．LTCC微波带通滤波器集总电路和微带结构的研究

作者：

学位授予单位：被引用次数：

宗志峰

浙江工业大学1次

1. 郭云胜 LTCC微波带通滤波器的设计与研究[学位论文]20092. 王进 平面带状线SIR带通滤波器的研制[学位论文]2008

3. 宗志峰.覃亚丽.黄文彪.ZONG Zhifeng.QIN Yali.HUANG Wenbiao 抽头式折叠线SIR带通滤波器设计[期刊论文]-电子元件与材料2009,28(4)

4. 熊波涛 LTCC滤波器设计[学位论文]2006

5. 杨海峰 基于LTCC技术的窄带带通滤波器的研究[学位论文]20106. 钱明 基于LTCC技术的宽带带通滤波器的设计[学位论文]20107. 郭玉红 分布式微型LTCC微波滤波器的研究与设计[学位论文]2010

1.黄小晖.吴国安 多传输零点LTCC带通滤波器的设计与实现[期刊论文]-半导体技术 2011(12)

本文链接：http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_Y1530245.aspx