频域分析

第五章 频域分析法

用时域分析法分析和研究系统的动态特性和稳态误差最为直观和准确，但是，用解析方法求解高阶系统的时域响应往往十分困难。此外，由于高阶系统的结构和参数与系统动态性能之间没有明确的函数关系，因此不易看出系统参数变化对系统动态性能的影响。当系统的动态性能不能满足生产上要求的性能指标时，很难提出改善系统性能的途径。 本章介绍的频域分析法是研究控制系统的一种经典方法，是在频域内应用图解分析法评价系统性能的一种工程方法。频率特性可以由微分方程或传递函数求得，还可以用实验方法测定。频域分析法不必直接求解系统的微分方程，而是间接地揭示系统的时域性能，它能方便的显示出系统参数对系统性能的影响，并可以进一步指明如何设计校正。

第一节 频率特性

对于线性定常系统，若输入端作用一个正弦信号

u(t)Usin t (5—1)

则系统的稳态输出y(t)也为正弦信号，且频率与输人信号的频率相同，即

y(t)Ysin( t ) (5—2)

u(t)和y(t)虽然频率相同，但幅值和相位不同，并且随着输入信号的角频率ω的改变，两者之间的振幅与相位关系也随之改变。这种基于频率ω的系统输入和输出之间的关系称之为系统的频率特性。

不失一般性，设线性定常系统的传递函数G(s)可以写成如下形式

G(s)Y(s)B(s)U(s)(sp1)(sp2)(spn)B(s)(spj1nj)B(s)A(s) (5—3)

式中B(s)——传递函数G(s)的m阶分子多项式，s为复变量； A(s)——传递函数G(s)的n阶分母多项式 (n≥m)；

12n—传递函数G(s)的极点，这些极点可能是实数，也可能是复数，对稳

定的系统采说，它们都应该有负的实部。

由式(5—1)，正弦输入信号u(t)的拉氏变换为(查拉氏变换表)

p,p,,pU(s)UUs22(sj)(sj) （5—4）

输出信号y(t)的拉氏变换为

Y(s)＝U(s)G(s)

将式(5—3)、式（5—4)代人上式得

Y(s)U(sj)(sj)B(s)(spj1nj)

上式可改写成(利用部分分式法)

bna1a2bb21sjsjsp1sp2spn (5-5) a,a,b,b,,bn—待定系数，它们均可用留数定理求出。其中a和a

上式中 1212Y(s)1

2

是共扼复数。 将式 (5—5)两边取拉氏反变换，可得

y(t)a1ej ta2ej tb1ep1 tb2ep 2tbnepn t (t0) (5—6)

对于稳定的系统，由于极点

p1,p2,,pn都具有负实部，所以当t→∞时，

ep1 t,ep2 t,,epn t都将衰减到零。这时输出信号y(t)只由式(5—6)中的第一项和第二项

决定，即稳态输出y (∞)为

y()a1ej ta2ej t (5—7)

式(5—7)中的待定系数a1和a2可分别由留数定理求得

UU(sj)s jG(j)(sj)(sj)2jUUa2G(s)(sj)sjG(j)(sj)(sj)2j （5—8） a1G(s) 上式中 G(jω)和G(-jω)都是复数，可以用极坐标形式表示为

G(j)G(j)ejG(j)G(j)G(j)ej G(j)y()G(j)ejG(j) （5—9）

将式(5—8)、式(5—9)代入式(5—7)得

UUG(j)ejG(j )ej  tG(j )ejG(j )ej  t2j2j1j( tG(J )) UG(j )eej( tG(j ))2j UG(j )sin tG(j ) Ysin( t) 式中

(5-10)

YUG(j ) , G(j ) 式(5-10)表明，线性定常系统在正弦输人信号u(t)Usin t的作用下，稳态输出信号y (∞)仍是与输入信号相同频率的正弦信号，只是振幅与相位不同，输出信号y (∞)的振幅Y是输入信号振幅U的

G(j)倍，相位移为G(j )，且都是角频率ω的函数。

相位移为正时，表示输出信号y (∞)的相位超前输人信号u(t)的相位；相位移为负时，表示输出信号y (∞)的相位迟后输入信号u(t)的相位。 如果改变输入信号u(t)的频率ω，则

G(j)和G(j )也随之改变。线性定常系统

YG(j )u(t)U在正弦输入时，稳态输出y (∞)与输入的振幅比和相位移G(j )随频率ω而变化的函数关系，分别称为幅频特性和相频特性。并分别用M(ω)和(ω)表示，

即

M()G(j ) M()和()合起来称为系统的频率特性。 由式(5-9)可知，

()G(j )

G(j)和G(j )可以由G(jω)来统一表示，即

(5-11)

G(j )G(j )ejG(j)M()ej()G(j )还可以用直角坐标形式来表示

式中 R()—G(j )的实部，它也是ω的函数，称为实频特性；

I()—G(j )的虚部，同样也是ω的函数，称为虚频特性。

从上分析可知，若将传递函数中的s以jω代替，就得到频率特性。即：

G(j )R()jI()

，可以证明，这个结论对于结构稳定的线性定常系统(或环节)都是成立

的。所以，如已知系统(或环节)的传递函数，只要用jω置换其中的s，就可以得到该系统(或环节)的频率特性。

反过来看，如果能用实验方法获得系统(或元部件)的频率特性，又给确定系统(或元部件)的传递函数提供了依据。

系统频率特性的表示方法很多，其本质上都是一样的，只是表示形式不同而已。工程上用频率法研究控制系统时，主要采用的是图解法。因为图解法可方便、迅速地获得问题的近似解。每一种图解法都是基于某一形式的坐标图表示法。频率特性图示方法是描述频率从

G(j)G(s)sj0变化时频率响应的幅值、相位与频率之间关系的一组曲线，由于采用的坐标系不同

可分为两类图示法或常用的三种曲线：即极坐标图示法和对数坐标图示法或幅相频率特性曲线、对数频率特性曲线和对数幅相频率特性曲线。 一、幅相频率特性(奈氏图)

由以上的介绍可知，若已知系统的传递函数G(s)，那么令s＝jω，立即可得频率特性为G(j )。显然，G(j )是以频率ω为自变量的一个复变量，该复变量可用复平面[s]上的一个矢量来表示。矢量的长度为G(j )的幅值

G(j)；矢量与正实轴间夹角为

G(j )的相角G(j )。那么当频率ω从0变化到∞时，系统或元件的频率特性的值也在

不断变化，即G(j )这个矢量亦在[s]平面上变化，于是G(j )这个矢量的矢端在[s]平面上描绘出的曲线就称为系统的幅相频率特性，或称作奈奎斯特图(Nyquist)。 二、对数频率特性(伯德图) 由上面的介绍可知，幅相频率特性是一个以ω为参变量的图形，在定量分析时有一定的不便之处。因此，在工程上，常常将M()和()分别表示在两个图上，且由于这两个图在刻度上的特点，被称作对数幅频特性图和对数相频特性图。 1．对数幅频特性

为研究问题方便起见，常常将幅频特性M()用增益L(ω)来表示，其关系为：

L()20lgM() (5—12)

在图形中，纵轴按线性刻度，标以增益值；横轴按对数刻度，标以频率ω值，称作对数幅频特性。

2．对数相频特性

该图纵轴按均匀刻度，标以()值，单位为度；横轴刻度与对数幅频特性相同，按对数刻度，标以频率ω值，称作对数相频特性。

对数幅频特性和对数相频特性合称为对数频率特性，或称作伯德图（Bode） 三、对数幅相频率特性(尼柯尔斯图)

将对数幅频特性和对数相频特性画在一个图上，即以()（度）为线性分度的横轴，以L()20lgM()（db）为线性分度的纵轴，以ω为参变量绘制的G(j)曲线，称为对数幅相频率特性，或称作尼柯尔斯图（Nichols）。本章只介绍奈奎斯特图和伯德图。

第二节 频率特性的极坐标图（Nyquist图）

一、基本概念

由于频率特性G(jω)是复数，所以可以把它看成是复平面中的矢量。当频率ω为某一定值ωl时，频率特性G(jωl)可以用极坐标的形式表示为相角为G(j1)(相角G(j )的符号定义为从正实轴开始，逆时针旋转为正，顺时针旋转为负)，幅值为

G(j1)的矢量

OA，如图5—1(a)所示。与矢量OA对应的数学表达式为

当频率ω从零连续变化至∞(或从-∞→0→∞)时，矢量端点A的位置也随之连续变化并

G(j 1)G(j 1)ejG(j1)

形成轨迹曲线。如图5—1(a)中G(jω)曲线所示。由这条曲线形成的图像就是频率特性的极坐标图，又称为G(jω)的幅相频率特性。 如果G(jωl)以直角坐标形式表示，即

G(j 1)R(1)jI(1)

如图5—1(b)所示的矢量OA。同样，在直角坐标图5—1(b)上也可以作出ω从0变化到∞的G(jω)轨迹曲线。如果将两个坐标图重叠起来，则在两个坐标图上分别作出的同一G(jω)曲线也将重合。因此，习惯上把图5—1(b)的G(jω)曲线也叫做G(jω)的极坐标图。

图5—1 频率特性G(jω)的图示法

（a）G(jω)的极坐标图示法；（b）G(jω)的直角坐标图示法

二、典型环节频率特性的极坐标图 由第二章已知，一个控制系统可由若干个典型环节所组成。要用频率特性的极坐标图示法分析控制系统的性能，首先要掌握典型环节频率特性的极坐标图。 1．比例环节

比例环节的传递函数为

G(s)＝K

所以比例环节的频率特性为

G(jω)＝K十j0＝Ke (5—13)

0

其频率特性极坐标图如图5-2所示。其中幅值M(ω) ＝K。相位移φ(ω)＝0。并且都与ω无关，它表示输出为输入的K倍，且相位相同。

j0

图5—2 比例环节频率特性极坐标图

2．积分环节

积分环节的传递函数为

1G(s)＝s

所以积分环节的频率特性为

111jG(j)0je2j (5—14)

其频率特性极坐标图如图5—3所示，它是整个负虚轴，且当ω→∞时，趋向原点0，

0

显然积分环节是一个相位滞后环节[因为φ(ω)＝-90]，每当信号通过一个积分环节，相位

0

将滞后90。



图5—3 积分环节频率特性极坐标图

3．微分环节

微分环节的传递函数为

G(s)＝s

所以微分环节的频率特性为

(5—15)

其极坐标图如图5—4所示。是整个正虚轴，恰好与积分环节的特性相反。其幅值变化与ω成正比：M(ω)＝ω，当ω＝0时， M(ω)也为零，当ω→∞时，M(ω)也→∞。微分

00

环节是一个相位超前环节[φ(ω)＝+90]。系统中每增加一个微分环节将使相位超前90。

j2G(j)j0j e

图5-4 微分环节频率特性极坐标图

4．一阶惯性环节

一阶惯性环节的传递函数为

G(s) 所以一阶惯性环节的频率特性为

1Ts1

G(j)11Tj1jT1T221T22 （5—16）

M()11T22

幅频特性和相频特性为

()tg1T 由式(5—16)直接可得实频特性和虚频特性为

并满足下面的圆的方程

11T22TI()1T22 R()112R()I()22

2211,0 圆心为2，半径为2。

当ω从0→∞时，M(ω)从l→0；φ(ω)从0→-90，因此，一阶惯性环节的频率特性位于直角坐标图的第四象限，且为一半圆，如图5—5所示。

0

一阶惯性环节是一个相位滞后环节，其最大滞后相角为90。一阶惯性环节可视为一个

00

5低通滤波器，因为频率ω越高，则M(ω)越小，当ω＞T时，幅值M(ω)已趋近于零。

图5—5 惯性环节频率特性极坐标图

5．二阶振荡环节

二阶振荡环节的传递函数为

G(s)1T2s22 Ts1 (o＜ξ＜1)

二阶振荡环节的频率特性为

G(j)1T2(j)22T(j)11T222 Tj22222222(1T)(2 T)(1T)(2 T) (5—17)

相应的幅频特性和相频特性为

M()1(1T22)2(2 T)22 T1T22()tg1 （5—18）

据上述表达式可以绘得二阶振荡环节频率特性的极坐标图如图5-6所示。由式(5—18)

0

及图5-6可知，当ω＝0时，M(ω)＝1，φ(ω)＝0；在0＜ξ＜1的欠阻尼情况下，当ω＝

11M(),()9002T时，，频率特性曲线与负虚轴相交，相交处的频率为无阻尼10

自然振荡频率ω＝T＝n。当ω→∞时，M(ω)→0，φ(ω) →180。频率特性曲线与实轴

相切。

图5—6 二阶振荡环节频率特性极坐标图

图5—6的曲线族表明，二阶振荡环节的频率特性和阻尼比ξ有关，ξ大时，幅值M(ω)变化小；ξ小时，M(ω)变化大。此外，对于不同的ξ值的特性曲线都有一个最大幅值Mr存在，这个Mr被称为谐振峰值，对应的频率ωr称为谐振频率。

当ξ＞1时，幅相频率特性将近似为一个半圆。这是因为在过阻尼系统中，特征根全部为负实数，且其中一个根比另一个根小得多。所以当ξ值足够大时，数值大的特征根对动态响应的影响很小，因此这时的二阶振荡环节可以近似为一阶惯性环节。 6．延迟环节

延迟环节的传递函数为

G(s)＝e其频率特性为

s

G(j)ej (5-19)

相应的幅频特性和相频特性为

M()1() 

图5—7 延迟环节频率特性极坐标图

当频率ω从0→∞变化时，延迟环节频率特性极坐标图如图5-7所示，它是一个半径为1，以原点为圆心的一个圆。也即ω从0→∞变化时，幅值M(ω)总是等于l，相角φ(ω)与ω成比例变化，当ω→∞时，φ(ω) →-∞。 三、系统的开环频率特性极坐标图

在采用频域分析法分析自动控制系统时，一般有两种方法，一种是直接用系统的开环频率特性分析闭环系统的性能。另一种是根据开环频率特性和已有的标准线图求得闭环频率特性，再用闭环频率特性来分析闭环系统的性能。不论是前一种还是后一种方法，都必须首先绘制开环频率特性曲线，而在采用极坐标图进行图解分析时，首先要求绘制极坐标图形式的开环幅相频率特性曲线图。

已知反馈控制系统的开环传递函数为G(s)H(s)，将G(s)H(s)中的s用jω来代替，便可求得开环频率特性G(jω)H(jω)，在绘制开环幅相频率特性曲线时，可将G(jω)H(jω)写成直角坐标形式

G(j )H(j )R()jI()

或写成极坐标形式

给出不同的ω，计算出相应的R()、I()或者M()和()，即可得出极坐标图中相应的点，当ω从0→∞变化时，即可求得系统的开环幅相频率特性图(奈奎斯持图，简称奈氏图)，图中的特性曲线简称为奈氏曲线。

[例5-1] 试绘制下列开环传递函数的极坐标图示的奈氏曲线

G(j )H(j)G(j )H(j) ej G(j)H(j)M()ej()G(s)H(s)10(1s)(10.1s)

解 由题给出的开环传递函数G(s)H(s)可以看成是由一个比例环节Gl(s)＝K ＝10 ；两个一阶惯性环节分别为

G2(s)11G3(s)1s和10.1s串联而成。这三个环节的幅相频率特性

G1(s)K10111ej tg1j12111G3(s)ej tg0.110.1s1(0.1)2G2(s)

所以系统的开环幅频特性为

121(0.1)2

11 开环相频特性为 ()tgtg0.1

当取ω为若干具体数值时，就可由上两式计算出M()和()的值，见表5—2。

表5—2 ω为不同数值时，M()和()的值 ω 0 0.5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 M()10M() () 10 8.9 7.03 4.4 3.04 2.26 1.76 1.4 1.15 0.97 0.83 0.71 0 29.4 50.7 74.7 88.2 97.7 105.2 111.5 116.8 121.5 125.5 129.3 000000000000根据上表的数据就可绘出例5—1的奈氏图，如图5—8所示。

图5—8 例5—1的奈氏图

如第三章所述，根据开环系统传递函数中积分环节的数目v的不同(v＝0，l，2„)，控制系统可以分为0型系统、Ⅰ型系统、Ⅱ型系统、Ⅲ型系统„„等等。下面将分别给出0型系统、Ⅰ型系统和Ⅱ型系统的开环频率特性极坐标图。这些典型系统的奈氏图的特性将有助于以后用奈氏图方法分析和设计控制系统。

1．0型系统的开环奈氏曲线

0型系统的开环传递函数为

G(s)H(s) 其频率特性为

K(is1)m(Ts1)kk1i1n (mn)

G(j)H(j)K(ji1)m(jTk1i1n M()ej() (5-20)

k1) 式中

m2K1()iM()ni11(Tk)2k1mn11()tgitgTki1k1 (5—21)

由式(5-21)，当ω＝0时，M(0)＝K，φ(0)＝0。当ω→∞时，由于m＜n，所以M(∞)

＝0，为坐标原点，为了确定奈氏曲线以什么角度进入坐标原点，就要确定ω→∞时的相角φ(∞)，由式(5—20)、式(5-21)可知，当ω→∞时，分子、分母中每一个因子的相角都是0

90，故φ(∞)为

0

()m900n900(mn)900(nm)(900)

例如，设0型系统的开环频率特性为

G(j)H(j) 式中：n＝2，m＝0，所以

K(jT11)(jT21)

即奈氏曲线将从-180进入坐标原点，也即奈氏曲线在原点处与负实轴相切。如图5—9所示的曲线a。又如，设0型系统的开环频率特性为

0

()(20)(900)1800

K(jT11)(jT21)(jT31)

G(j)H(j) 式中： n＝3，m＝0，所以

即奈氏曲线将从-270进入坐标原点，也即奈氏曲线在原点处与正虚轴相切。如图5—9所示的曲线b。

0

()(30)(900)2700

图5-9 0型系统的奈氏图

2．Ⅰ型系统的开环奈氏曲线 l型系统的开环传递函数为

G(s)H(s)K(is1)s(Tks1)k1i1n1m (mn)

其频率特性为

G(j)H(j)

式中

K(ji1)j(jTk1)k1i1n1m M()ej() (5—22)

2K1()iM()1(Tk)2mn1()900tg1tg1Tiki1k1 (5—23)

由式(5—23)可知，当ω＝0时，M(0)＝∞，φ(0)＝—90，故Ⅰ型系统的奈氏曲线的

0

起点是在相角为—90的无限远处。当ω→∞时，因m ＜n，所以M(∞)＝0，也为坐标原点。

00

由式(5—23)还可知，φ(∞)＝(n-m)(-90)，与0型系统类似。当n-m＝2时，φ(∞)＝-180，

0

奈氏曲线从-180进入坐标原点，在原点处与负实轴相切，如图5—10所示曲线a。当n-m

00

＝3时，φ(∞)＝—270，奈氏曲线从-270进入坐标原点，在原点处与正虚轴相切，如图5-10所示曲线b。

0

图5-10 Ⅰ型系统的奈氏图

3．Ⅱ型系统的开环奈氏曲线

Ⅱ型系统的开环传递函数为

G(s)H(s) 其频率特性为

K(is1)s2(Tks1)k1i1n2m (mn)

G(j)H(j)K(ji1)(j)i1n22k1mM()ej() (5—24)

(jTk1) 式中

m2K1()ii1M()n221(Tk)2k1mn2011()180tgitgTki1k1 （5-25）

由式(5—25)可知，当ω＝0时，M(0)＝∞，φ(0)＝-180，故Ⅱ型系统的奈氏曲线的起

0

点在相角为-180的无限远处，如图5—11所示。当ω→∞时，因m＜n，所以M(∞)＝0，也

0

为坐标原点。由式(5—25)可知，φ(∞)也等于(n-m) (-90)，与0型、Ⅰ型系统相类似。例如，设Ⅱ型系统的开环频率特性为

0

G(j)H(j) 上式中，m＝1，n＝3，所以φ(∞)＝(3—1)(-90)＝-180，即奈氏曲线在原点处与负实轴相切，如图5—11所示的曲线a。图5—11的曲线b是Ⅱ型系统开环频率特性为

K(j11)(j)2(jT11)

0

0

G(j)H(j)0

0

K(j)2(jT11)的奈氏曲线。这时n-m＝3-0＝3，所以φ(∞)＝（3-0）

(-90)＝-270，所以奈氏曲线b在原点处与正虚轴相切。

图5-11 Ⅱ型系统的奈氏图

4．总结

综上所述，为了绘制系统开环奈氏曲线，可用如下方法确定特性的几个关键部分。 (1) 奈氏曲线的低频段

开环系统频率特性的一般形式为

mG(j)H(j)K(ji1)(j)i1nvvk1(jTk1) （5-26）

式中

m2K1()ii1M()nvv1(Tk)2k1mnv011()v(90)tgitgTki1k1（5-27）

当ω→0时，可以确定特性的低频部分，ω＝0时，式（5-27）为

其特点由系统的类型v近似确定，如图5—12(b)。

对于0型系统，当ω＝0时，特性达到一点(K，j0)。对于Ⅰ型系统，当ω＝0时，特性趋于一条与负虚轴平行的渐近线。对于Ⅱ型系统，当ω＝0时，特性趋于一条与负实轴平行的渐近线。

(2) 奈氏曲线的高频段

将上述开环系统频率特性的一般形式（5-26）中的分子、分母各因子展开表示，则有

KlimNM(0)0(0)v(900)b0(j)mb1(j)m1KG(j)H(j)a0(j)na1(j)n1anv1(j)v1(j)v (5-28）

一般，有n＞m，故当ω→∞时，式（5-28）可近似表示为

G(j)H(j)式中

b011a0jnmnm (5—29)

(5—30)

即特性总是按式（5-30）的角度终止于原点，如图5—12(a)所示。

对于n-m=1系统，当ω→∞时，特性从负虚轴角度终止于原点。对于n-m=2系统，当ω→∞时，特性从负实轴角度终止于原点。对于n-m=3系统，当ω→∞时，特性从正虚轴角度终止于原点。

b0M()nma 00()(nm)(90)

图5—12 (a) 奈氏曲线高频段的形状 (b) 奈氏曲线低频段的形状 (3) 奈氏曲线与实轴和虚轴的交点

特性与实轴的交点的频率由下式求出,令开环系统频率特性的虚部等于0，即

Im[G(j)H(j)]0

特性与虚轴的交点的频率由下式求出,令开环系统频率特性的实部等于0，即

(4) 奈氏曲线的中频段

如果在传递函数的分子中没有时间常数，则当ω由0增大到∞过程中，特性的相位角连续减小，特性平滑地变化。如果在分子中有时间常数，则视这些时间常数的数值大小不同，特性的相位角可能不是以同一方向连续地变化，这时，特性可能出现凹部。如图5—13所示。

Re[G(j)H(j)]0

图5—13 中频段特性形状的多种变化

上述奈氏曲线的高、低频段规则只适合于开环传递函数表达形式常数项和含项均为正的情况。若开环传递函数表达形式常数项为-1或含项为jT，则视常数项为-1的个数或含项为jT的个数改变奈氏曲线起点和终点的角度。具体改变规则如下： （1）若开环传递函数表达形式常数项为-1的个数或含项为jT的个数为偶数时，奈氏曲线的高、低频段规则与图5-12（a）（b）相同。

（2）若开环传递函数表达形式常数项为-1的个数为奇数时，奈氏曲线的高频段规则与图5-12（a）相同。低频段规则将图5-12（b）以坐标轴(或原点)为对称镜象。

（3）若开环传递函数表达形式含项为jT的个数为奇数时，奈氏曲线的低频段规则与图5-12（b）相同。高频段规则将图5-12（a）以坐标轴(或原点)为对称镜象。 例如，设Ⅰ型系统的开环频率特性为

G(j)H(j)KKTKj(j)(jT1)12T2(12T2)

上式中，开环传递函数有一个常数项为-1， m＝0，n＝2，所以φ(∞)＝(2—0)(-90)＝

0

-180，即奈氏曲线当ω→∞时在原点处沿与负实轴相切方向终止于原点，与

0

G(j)H(j)KKTKj(j)(jT11)12T2(12T2)的曲线高频段相同。当ω

→0时曲线的起点将以实轴为对称从负虚轴翻转到正虚轴。如图5-14（a）上面曲线所示。

若Ⅰ型系统的开环频率特性为

KKTKj(j)(1jT1)12T2(12T2)

上式中，开环传递函数有一项为jT， v＝1，即奈氏曲线当ω→0时，从负虚轴出发，

G(j)H(j)G(j)H(j)与

对称从负实轴翻转到正实轴。如图5-14（a）右面曲线所示。

K(j)(jT11)的曲线低频段相同。当ω→∞时曲线的终点将以虚轴为

（a） （b）

图5-14 开环传递函数常数项为-1或含项为jT时奈氏图

又例如，设Ⅱ型系统的开环频率特性为

G(j)H(j)K(j11)(j)2(jT11) (1T1)

0

上式中，开环传递函数有一个常数项为-1， m＝1，n＝3，所以φ(∞)＝(3—1)(-90)0

＝-180，即奈氏曲线当ω→∞时在原点处沿与负实轴相切方向终止于原点，与

G(j)H(j)K(j11)(j)2(jT11)的曲线高频段相同。当ω→0时曲线的起点将以原点为

对称从负实轴翻转到正实轴。如图5-14（b）所示。但中频段曲线形状已改变。

第三节 奈奎斯特稳定判据及稳定裕度

一、奈奎斯特稳定性判据的基本原理

奈奎斯特稳定性判据是利用系统的开环奈氏曲线，判断闭环系统稳定性的一个判别准则，简称奈氏判据。

奈氏判据不仅能判断闭环系统的绝对稳定性，而且还能够指出闭环系统的相对稳定性，并可进一步提出改善闭环系统动态响应的方法，对于不稳定的系统，奈氏判据还能像劳斯判据一样，确切的回答出系统有多少个不稳定的根(闭环极点)。因此，奈氏稳定性判据在经典控制理论中占有十分重要的地位，在控制工程中得到了广泛的应用。奈氏判据的理论基础是复变函数理论中的幅角原理，下面介绍基于幅角原理建立起来的奈奎斯特稳定性判据的基本原理。

1．特征函数F(s)＝1+G(s)H(s)和F平面 设负反馈控制系统的闭环传递函数为

Y(s)G(s)U(s)1G(s)H(s) (5-31)

将上式等号右边的分母1+G(s)H(s)定义为特征函数F(s)，即令

F(s)1G(s)H(s) (5—32)

令F(s)＝0，即

F(s)1G(s)H(s)0 (5—33)

上式即为闭环系统的特征方程。

式(5—31)、式(5—32)、式(5—33)中的G(s)H(s)是反馈控制系统的开环传递函数，设

G(s)H(s)B(s)A(s) (5—34)

式中 A(s)——s的n阶多项式； B(s)——s的m阶多项式。 则特征函数F(s)可以写成

B(s)A(s)B(s)F(s)1G(s)H(s)1A(s)A(s)pjK(szi)i1n(spj1nj) (5-35)

上式中 ——F(s)的极点(j＝1，2，„，n)；

i——F(s)的零点(i＝1，2，„，n)。

由式(5—35)可知，F(s)的分母和分子均为s的n阶多项式，也就是说，特征函数F(s)的零点和极点的个数是相等的。

对照式(5—31)、式(5—34)、式(5—35)三式可以看出，特征函数F(s)的极点就是系统开环传递函数的极点，特征函数F(s)的零点则是系统闭环传递函数的极点。因此根据前述闭环系统稳定的条件，要使闭环控制系统稳定，特征函数F(s)的全部零点都必须位于s平面的左半部分。

不同的s值对应不同的特征函数F(s)的值。特征函数F(s)的值是一个复数，可以用复平面上的点来表示。用来表示特征函数F(s)的复平面称为F平面，如图5—15(b)所示。从图5—15可以看出，在s平面上的点或曲线，只要不是或不通过F(s)的极点[如是，则F(s)为∞]，就可以根据式(5—35)求出对应的F(s)，并映射到F平面上去，所得的图形也是点或曲线。

z图5—15 从s平面到F平面的映射关系(保角变换)

(a) s平面；(b)F平面

2．幅角原理和公式N＝P-Z

在图5—15(a)的s平面上任取一条封闭曲线C，并规定封闭曲线C不通过F(s)的任何

zi(i＝1,2，„，Z)

零点和极点，但包围了F(s)的Z个零点和P个极点[如图5—15(a)的



和

的n-Z个零点和n-P个极点，则曲线C在F平面上的映射是一条不通过坐标原点的封闭曲线，我们用C来表示，如图5—15(b)所示。

当s平面上的变点s(见图5—15(a))从封闭曲线C上的任一点(设为A点)出发，沿曲线

IspIjszi按顺时针方向移动一圈时，矢量和的幅值和相角都要发生变化。F平面上对应

的映射点F(s)也将从某一B点出发[见图5—15(b)]按某种方向沿封闭曲线C移动并最终又回到B点。F平面上的映射曲线——封闭曲线C按什么方向(顺时针还是逆时针方向)包围

pjpjzi(j＝1，2，„，P)，图5—15(a)中的和是不被封闭曲线C包围的F(s)

坐标原点，以及包围原点的次数是多少?这是下面要研究的问题。

在F平面上，从原点到曲线C上的点B作矢量F(s)，如图5—15(b)所示，则上述问题

可根据幅角原理对下列F(s)的表达式进行计算而得到解答

F(s)K(szi)(szi)i1Zn(sp)(spjj1jP1PiZ1nj) (5—36)

由上式可求得矢量F(s)的幅角是

/F(s)/szii1Z (5—37)

当变点s在s平面上沿封闭曲线C顺时针方向移动一圈时，被曲线C包围的每个零点

iZ1/szin/spjj1PjP1n/spjIIzi和每个极点pj到变点s的矢量sziI和spj的幅角改变量均为3600(顺时针改变

pjzszi和i的角度为正)，而所有其他不被曲线c包围的零点和极点的矢量

spj的幅角改变量均为0，所以矢量F(s)的幅角改变量为

ZP0

/F(s)/szi/spjZ(3600)P(3600)(ZP)3600i1j1 (5—38)

式中 P——被封闭曲线C包围的特征函数F(s)的极点数；

Z——被封闭曲线C包围的特征函数F(s)的零点数。

矢量F(s)的幅角每改变360(或-360)，表示矢量F(s)的端点沿封闭曲线C按顺时针方向(或逆时针方向)环绕坐标原点一圈。而式(5—38)表明，当s平面上的变点s沿符合前

0

0

述条件的封闭曲线C按顺时针方向绕行一圈时，F平面上对应的封闭曲线C将按顺时针方向包围原点(Z-P)次。这就是上面提到的要研究的问题的解答，这一重要性质可概括为如下的公式

N＝Z—P (5—39) 式中 N——F平面上封闭曲线C包围原点的次数；

P——s平面上被封闭曲线C包围的F(s)的极点数； Z——s平面上被封闭曲线C包围的F(s)的零点数。 当N＞0时，表示F(s)端点按顺时针方向包围坐标原点； 当N＜0时，表示F(s)端点按逆时针方向包围坐标原点； 当N＝0时，是F(s)端点的轨迹不包围坐标原点的情况。

例如图5—16表示了F平面上的一些封闭曲线。其中图5—16(a)的N＝-2，即F(s)的端点轨迹包围了原点两次，图5—16(b)和图5—16(c)的N都是零。表示F(s)的端点轨迹没有包围坐标原点。

式(5—39)也可改写成

Z＝P+N (5—40)

上式表明，当已知特征函数F(s)的极点[也即已知开环传递函数G(s)H(s)的极点]在s 平面上被封闭曲线C包围的个数P及已知矢量F(s)在F平面上包围坐标原点的次数N，即可求得特征函数F(s)的零点(也即闭环传递函数的极点)在s平面被封闭曲线C包围的个数。式(5—40)是奈氏判据的重要理论基础。

图5—16 F平面上F(s)端点形成的封闭曲线

(a)N＝2；(b)N＝0 ;(c)N＝0

3．奈氏轨迹及其映射

为了使特征函数F(s)在s平面上的零、极点分布及在F平面上的映射情况与控制系统稳定性分析联系起来，必须适当选择s平面上的封闭曲线C。为此，我们选择这样的封闭曲线C：使封闭曲线C包围整个右半s平面。因此式(5—40)中的P值就是位于右半s平面上的开环传递函数的极点个数，而由式(5—40)计算得到的Z值就是位于右半s平面上的闭环传递函数的极点个数，对于稳定的控制系统来说，显然Z值应等于零。

包围整个右半s平面的封闭曲线如图5—17所示，它是由整个虚轴和半径为∞的右半圆组成。变点s按顺时针方向移动一圈，这样的封闭曲线称为奈奎斯特轨迹。

奈奎斯特轨迹在F平面上的映射也是一条封闭曲线，如图5—18所示。对图5—17的整个虚轴，因为s＝jω，所以变点在整个虚轴上的移动相当于频率ω从-∞变化到+∞，它在F平面上的映射就是曲线F(jω)( ω从-∞→+∞)。对于不同的开环传递函数G(s)H(s)及其开环频率特性G(jω)H(jω)，就有不同的 F(jω)曲线[F(jω)＝l十G(jω)H(jω)]。在图5—18中，对应ω＝0→∞的曲线用实线表示，对应于ω＝-∞→0的曲线以虚线表示，它们对实轴是对称的。对于图5—18 s平面上半径为∞的右半圆，映射到F平面上的特征函数F(s)为

F(∞)＝l十G(∞)H(∞) (5—41)

图5—17 s平面的奈奎斯特轨迹 图5—18 F平面的奈奎斯特曲线[F(jω)曲线] 因为一般开环传递函数G(s)H(s)的分子阶数m小于分母阶数n(即mn)，所以 G(∞)H(∞)常为零或常数,所以F(∞)＝1或常数。这表明，s平面上半径为∞的右半圆，包括虚轴上坐标为j∞和-j∞的点，它们在F平面上的映射都是同一个点，即如图5—18上的点D。

综上所述，判别闭环系统是否稳定的方法可以这样来描述：s平面上的奈氏轨迹在F平

面上的映射F(jω)，当ω从-∞变到+∞时，若逆时针包围坐标原点的次数N等于位于右半s平面上的开环极点个数P，即Z＝P+N＝0[见式(5—40)]，则闭环系统是稳定的，因为Z＝0意味着闭环系统的极点没有被封闭曲线(奈氏轨迹)包围，也即在右半s平面没有闭环极点，所以闭环系统是稳定的。

上述判别闭环系统稳定性的方法可以进一步简化。由于特征函数F(s)定义为

F(s)＝l十G(s)H(s)

将s＝jω，代入上式得

F(jω)＝1十G(jω)H(jω)

将上式改写成

G(jω)H(jω)＝F(jω)-l

上式表明，F平面上的曲线F(jω)如果整个地向左平移1个单位，便可得到GH平面上的G(jω)H(jω)曲线，这就是系统的奈氏曲线图，如图5—19所示。

由于F(jω)的F平面坐标中的原点在GH平面的坐标中移到了(-l，j0)点，所以判别稳定性方法中的矢量F(jω)包围坐标原点次数N，应改为矢量G(jω)H(jω)包围(-1，j0)点的次数N，因此式(5—40)中的N就是GH平面中矢量G(jω)H(jω)对(-1，j0)点的包围次数。

前面已经说明，为了使闭环系统稳定，特征函数F(s)＝1十G(s)H(s)的零点都应位于s平面的左半部分，也就是说，式(5-40)中的Z应等于零，因此式(5-40)应改变为

-N＝P (5-42)

上式是奈奎斯特稳定性判据的基本出发点。

图5—19 GH平面的奈氏曲线

二、奈奎斯特稳定性判据 1.奈奎斯特稳定性判据(一)

当系统的开环传递函数G(s)H(s)在s平面的原点及虚轴上没有极点时(例如0型系统)，奈奎斯特稳定性判据可表述为：

(1)当开环系统稳定时，表示开环系统传递函数G(s)H(s)没有极点位于右半s平面，所以式(5-40)中的P＝0，如果相应于ω从-∞→+∞变化时的奈氏曲线G(jω)H((jω)不包围(-1，j0)点，即式(5-40)中的N也等于零，则由式(5—40)可得Z＝0，因此闭环系统是稳定的，否则就是不稳定的。

(2)当开环系统不稳定时，说明系统的开环传递函数G(s)H(s)有一个或一个以上的极点位于s平面的右半部分，所以式(5—40)中的P≠0，如果相应于ω从—∞→+∞变化时的奈氏曲线G(jω)H(jω)逆时针包围(-1，j0)点的次数N，等于开环传递函数G(s)H(s)位于右半s平面上的极点数P，即-N＝P，则由式(5—40)或式(5-42)可知，闭环系统也是稳定的，否则(即N≠p)，闭环系统就是不稳定的。

如果奈奎斯特曲线正好通过(-1，j0)点，这表明特征函数F(s)＝1十G(s)H(s)在s平面的虚轴上有零点，也即闭环系统有极点在s平面的虚轴上(确切地说，有闭环极点为s平面的坐标原点)，则闭环系统处于稳定的边界，这种情况一般也认为是不稳定的。

为简单起见，奈氏曲线G(jω)H(jω)通常只画ω从0→+∞变化的曲线的正半部分，另外一半曲线以实轴为对称轴。

应用奈奎斯特稳定性判据判别闭环系统稳定性的一般步骤如下：

(1)绘制开环频率特性G(jω)H(jω)的奈氏图，作图时可先绘出对应于ω从0→+∞的

—段曲线，然后以实轴为对称轴，画出对应于—∞→0的另外一半。

(2)计算奈氏曲线G(jω)H(jω)对点(-1，j0)的包围次数N。为此可从(-l，j0)点向奈 氏曲线G(jω)H(jω)上的点作一矢量，并计算这个矢量当ω从-∞→0→+∞时转过的净角度，并按每转过360°为一次的方法计算N值。

(3)由给定的开环传递函数G(s)H(s)确定位于s平面右半部分的开环极点数P。 (4)应用奈奎斯特判据判别闭环系统的稳定性。 [例5—2] 设控制系统的开环传递函数为

G(s)H(s)

试用奈氏判据判别闭环系统的稳定性。

解 G(jω)H(jω)的奈氏曲线图如图5-20所示，由图可以看出，当ω从-∞→ 0→+∞变化时,G(jω)H(jω)曲线不包围(-1，j0)点，即N＝0。所谓不包围(-1，j0)点，系指行进方向(即图5—20中箭头方向)的右侧不包围它(行进方向为顺时针方向)。如行进方向是逆时针方向，则看箭头方向的左侧是否包围(-1，j0)点。开环传递函数G(s)H(s)的极点为-0．5，-l，-2，都位于s平面的左半部分，所以P＝0。因此由式(5—40)或式(5-42)可知，闭环系统是稳定的。

5(s0.5)(s1)(s2)

图5—20 例5-2的奈氏图

[例5—3] 设控制系统的开环传递函数为

G(s)H(s)1000(s1)(s2)(s3)

试用奈氏判据判别闭环系统的稳定性。

解 G(jω)H(jω)的奈氏图如图5—21所示。由图可以看出，当ω从—∞→0→+∞变化时，G(jω)H(jω)曲线(即奈氏曲线)顺时针方向包围(-l，j0)点两次，即N＝2。而开环传递函数的极点为-1，-2，-3，没有位于右半s平面的极点，所以P＝0，Z=N+P=2≠0。因此，由式(5—40)或式(5—42)可知，闭环系统是不稳定的。

[例5—4] 设控制系统的开环传递函数为

100(s5)2G(s)H(s)(s1)(s2s9)

试用奈氏判据判别闭环系统的稳定性。

解 G(jω)H(jω)的奈氏图如图5—22所示，由图可以看出，当ω从-∞→0→+∞变化时，G(jω)H(jω)曲线逆时针方向包围(-1，j0)点两次，即N＝-2，但系统的开环传递函数G(s)H(s)有两个极点

40)或式(5-42)可知闭环系统是稳定的。

(s1,2135)2位于右半s平面上，即P＝2，所以-N＝P，由式(5—

图5—21 例5—3的奈氏曲线 图5-22 例5—4的奈氏图 2．奈奎斯特稳定性判据(二)

实际控制系统的开环传递函数往往有极点位于s平面的虚轴上，尤其是位于原点上的极点是常常会碰到的(例如Ⅰ型系统、Ⅱ型系统、„)，也即系统的开环传递函数将表述为如下形式

G(s)H(s)K(Tis1)sv(Tjs1)j1i1nvm (5-43)

式中 v——开环传递函数中位于原点的极点的个数。

这样，由图5—17描述的奈氏轨迹将通过开环传递函数的极点[式(5—43)中极点s＝0， 即为s平面中的原点].在前面的讨论中，我们规定奈氏轨迹是不能通过开环传递函数G(s)H(s)的极点和零点的，所以如果开环传递函数G(s)H(s)有极点或零点位于原点上或者位于虚轴上，则s平面上的封闭曲线形状必须加以改变，方法是将封闭曲线绕过原点上的极点，把这些点排除在封闭曲线之外，但封闭曲线仍包围右半s平面内的所有零点和极点，为此，以原点为圆心，做一半径为无限小ε的右半圆，使奈氏轨迹沿着这个无限小的半圆绕过原点，如图5—23所示，由图可以看出，修改后的奈氏轨迹，将由负虚轴，原点附近的无限小半径的右半圆，正虚轴和无限大半圆所组成，位于无限小半圆上的变点s可表示为

s e (5-44)

从-900经0变至900，将式(5—44)代入式(5—43)，并考虑到s是无限小的矢量，可得

jG(s)H(s)Kj(v)e00

vejv （从-90→0°→90） (5-45)

从上式可知：s平面上原点附近的无限小右半圆在G(s)H(s)平面上的映射，为无限大半

—

径的圆弧，该圆弧从角度为v×90°的点(即j0的映射点)开始，按顺时针方向，经0°到

十

-v×90°的点(即j0的映射点)终止。

图5—23 绕过位于原点上的极点的奈氏轨迹 （a）修改后的奈氏轨迹；(b)无限小半圆的放大图

现对不同类型的系统(Ⅰ型系统、Ⅱ型系统„)分别讨论如下： (1) Ⅰ型系统

—十

由于Ⅰ型系统的v＝1，开环奈氏曲线G(jω)H(jω)在ω从-∞→0及0→+∞变化时，如图5-24所示的虚线段和实线段。而由式(5—45)描述的半径为∞的圆弧，它是从G(jω)H(j

—十

ω)曲线上ω＝0(-ε)的点开始，按顺时针方向到ω＝0(ε)的点为止。相应的幅角变化为从-v＝90°到-v＝—90°[见式(5—45)，：—90°→90°]。这段半径为∞的圆弧，就是图5—23(b)所示的原点附近无限小半径的右半圆在s平面上的映射。这段半径为∞的圆弧又称为奈氏曲线的“增补段”，附加增补段后的整个曲线称为增补开环奈氏曲线。

图5-24 Ⅰ型系统的奈氏曲线

(2) Ⅱ型系统

—

Ⅱ型系统的v＝2，与上述分析类似，不同的是这时的奈氏曲线的增补段，是从ω＝0

十

(-v＝180°)按顺时针方向到ω＝0 (-v＝—180°)的无限大半径的圆弧，如图5—25所示。

图5-25 Ⅱ型系统的奈氏曲线

122如果系统开环传递函数中含有无阻尼振荡环节Ts1，则s平面(根平面)的虚轴上

1jT，则可以仿照有开环极点位于原点的情况来处理。 有开环共轭极点

考虑到s平面虚轴上有开环极点的更为一般的情况，奈奎斯特稳定性判据的另一种描述

是：如果增补开环奈氏曲线G(jω)H(jω)，在ω从-∞→+∞变化时，逆时针包围(-1，j0)点的次数N等于位于右半s平面的开环极点数P，则闭环系统是稳定的，否则是不稳定的。这个描述，我们定义为奈奎斯特稳定性判据二。它与奈氏判据一比较，只多了“增补”二字。因此，对于Ⅰ型系统、Ⅱ型系统等，只要作出系统的增补开环奈氏曲线，它的判别稳定性的方法是与奈氏判据一相同的。

[例5—5] 设控制系统的开环传递函数为

G(s)H(s)试用奈氏判据二判别其闭环系统的稳定性。

10s(s1)(s2)

解 该系统为Ⅰ型系统，其增补开环奈氏曲线如图5—26所示，由图可以看出，当ω从-∞→+∞变化时，G(jω)H(jω)增补奈氏曲线顺时针包围(-1，j0)点两次，即N＝2。而开环传递函数没有位于右半s平面上的极点，即P＝0，所以N≠-P，因此，闭环系统是不稳定的。

图5-26 例5—5的增补奈氏曲线

[例5-6] 设控制系统的开环传递函数为

G(s)H(s)(s0.2)(s0.3)s2(s0.1)(s1)(s2)

试用奈氏判据二判别其闭环系统的稳定性。

解 该系统为Ⅱ型系统，其增补奈氏曲线如图5—27所示。由图5—27可以看出，当ω从-∞→+∞变化时，G(jω)H(jω)曲线不包围(-1，j0)点，即N＝0，开环传递函数也没有位于右半s平面上的极点，即P＝0，所以N＝P，因此，闭环系统是稳定的。

图5—27 例5—6的增补奈氏曲线

3．系统开环传递函数的极点都在s平面左半部分的稳定性判别

这种情况下，系统是称为开环稳定的，又称为最小相位系统，即P＝0。这时，奈氏判据可简要表述为：奈氏曲线(或增补奈氏曲线)不包围(-l，j0)点，闭环系统就是稳定的。否则就是不稳定的。这时作图步骤也可以简化，只要作出奈氏曲线(或增补奈氏曲线)的ω从0→+∞的一半就可以了，因为不必再计算包围(-1，j0)的次数。

图5—28描述了开环稳定(即最小相位系统)的0型、Ⅰ型和Ⅱ型系统的奈氏曲线图。图5—28(a)所示的奈氏曲线不包围(-1，j0)点，所以其闭环系统是稳定的。图5—28(b)所示的奈氏曲线也不包围(-1，j0)点，所以其闭环系统也是稳定的。图5—28(c)所示的奈氏曲线包围了(-1，j0)点，所以其闭环系统是不稳定的。

图5—28 简化奈氏图作图与稳定性判别示例 (a)0型系统；(b) Ⅰ型系统；(c) Ⅱ型系统

4．利用奈氏判据确定稳定系统可变参数的取值范围

如果系统中有某一个参数(或某几个参数)可以在一定范围内取值，其取值范围可以根据奈氏判据的要求来选择，即为了使闭环系统稳定，可以根据奈氏曲线通过(-l，j0) 点的这一条件来选定参数，下面举例说明。

[例5—7] 设有如图5—29的闭环控制系统，为使闭环系统稳定，试用奈氏判据求出比例控制器的Kp的取值范围(Kp＞0)，设受控对象的传递函数为

G0(s)1s(T1s1)(T2s1)

图5—29 闭环控制系统

解 系统的开环传递函数为

G(s)H(s)开环频率特性为

KPs(T1s1（)T2s1) KPj(T1j1（)T2j1) KP(T1T2)G(j)H(j)实频特性和虚频特性为

R()I()(T121（)T221) KP(1T1T22)222(T1221（)T221)

假设奈氏曲线[G(jω)H(jω)曲线]通过(-1，j0)点，则得到临界稳定的情况，如图5—

30所示，这时

R()I()KP(T1T2)(T11（)T21)KP(1T1T2)2222222221

(T11（)T21)0

T1T2T1T2 解上面两式，可得

TT2KP1T1T2时，N＝0，又因P＝0。所以闭环系统是稳定的，根据奈氏判据可知，当

KP因此Kp的取值范围应为

0KPT1T2T1T2

图5—30 例5—7的奈氏曲线

5．系统具有迟延环节的稳定性分析

对于具有迟延环节的控制系统，其开环传递函数包含有迟延环节的传递函数e开环传递函数一般由下式描述

s

，因此

G(s)H(s)K(Tis1)sv(Tjs1)j1i1nvmes (5-46)

将式改写成

G(s)H(s)G1(s)H1(s)es (5—47)

G1(s)H1(s)式中

为不含迟延环节的传递函数。 系统的开环频率特性可表示为

K(Tis1)sv(Tjs1)j1i1nvm (5—48)

G(j)H(j)G1(j)H1(j)ej (5—49)

G(jω)H(jω)的幅值和相角分别为

G(j)H(j)G1(j)H1(j)/G(j)H(j)/G1(j)H1(j)  (5-50)

上式表明，当ω从0→+∞变化时，G(j)H(j)相对于G1(j)H1(j)而言，幅

值没有变化,而相角在每个ω上都顺时针转动了一个τω的角度。

在控制系统中，当ω→+∞时，G1(j)H1(j)的模(幅值)一般都是趋近于零的(因为式(5—48)中一般m＜n，因而G(jω)H(jω)曲线(即奈氏曲线)将随着ω从0→+∞而以螺旋状趋于原点，并且与GH平面的负实轴有无限个交点，如图5—31所示。这时，若要闭环系

统稳定，奈氏曲线与负实轴的交点都必须位于(-l，j0)点的右侧。

图5—31 具有迟延环节的奈奎斯特曲线图

(a) G1(j)H1(j)的奈氏曲线 (b) G(j)H(j)的奈氏曲线 [例5—8] 设控制系统的开环传递函数为

G(s)H(s)

式中 τ＝0，2，4。试绘出各自的奈氏曲线，并分析闭环系统的稳定性。

解 当τ＝0，2，4时，控制系统的奈氏曲线G(j)H(j)如图5—32所示。从图中可以看出，τ＝0时，即相当于系统无迟延环节，G(j)H(j)不包围(-l，j0)点，所以闭环系统是稳定的。τ＝2时，G(j)H(j)曲线刚好通过(-1，j0)点，所以闭环系统处于稳定边界(又称临界稳定，一般认为也是不稳定的)。τ＝4时，G(j)H(j)曲线包围(-l，j0)点，所以闭环系统是不稳定的。从本例可以看出，迟延环节的存在将不利于系统的稳定。迟延时间τ越大，越易使系统不稳定。

1ess(s1)(s2)

图5—32 不同迟延时间τ的奈奎斯特曲线图

三、频域法分析系统的相对稳定性

前面介绍了控制系统的稳定性可用各种稳定性判据来判别，如时域分析中的劳斯一赫尔维茨判据和频域分析中的奈奎斯特判据。但是这些方法只能判别系统稳定与否，即判别系统的绝对稳定性问题，不能判断系统稳定的程度，即不能判断系统的相对稳定性问题。在分析或设计一个实际生产过程的控制系统时，只知道系统是否稳定是不够的，还需要知道系统的动态性能，即需要知道系统的相对稳定性是否符合生产过程的要求。因为一个虽然稳定，但一经扰动就会不稳定的系统是不能投入实际使用的，我们总是希望所设计的控制系统不仅是稳定的，而且具有一定的稳定裕量。在讨论稳定裕量问题之前，首先要假定开环系统是稳定

的，或者说系统是最小相位系统，也就是说，开环传递函数在右半s平面没有极点和零点，否则讨论稳定裕量问题是没有意义的。 根据奈氏判据已知，如果系统的开环传递函数没有极点在右半s平面上，则闭环系统稳定的充分必要条件是系统的开环幅相频率特性G(j)H(j)不包围(-1，j0)点。

G(j)H(j)例如，图5—33所示为系统开环频率特性

Kj(1T1j)(1T2j)T1T2T1T2时，奈氏曲线不包围(-l，j0)点，如图5—的极坐标图。从例5—7可知，当

TT2KP1T1T2时，奈氏曲线包围(-1，j0)点，33的曲线a。这时，闭环系统是稳定的。当

KP如图5—33的曲线c，这时，闭环系统不稳定。因此，可以直观地看出，开环幅相频率特性

G(j)H(j)曲线从右边愈接近(-l，j0)点，闭环系统的振荡性越大，因此要求闭环系

统具有一定的相对稳定性，就必须使奈氏曲线不但不包围(-1，j0)点，而且还要求奈氏曲线

对(-l，j0)点有一定的远离程度，即要求有一定的稳定裕量，这个稳定裕量通常用下面定义的相位裕量和增益裕量来度量。

G(j)H(j)图5—33

（1）．相位裕量(PhaseMagin——常简写为PM)

KPj(T1j1（)T2j1)的极坐标图

设一稳定系统的奈氏曲线[G(j)H(j)曲线]与负实轴相交于G点，与单位圆相交于C点，如图5—34所示。C点处的频率相角

c称为增益穿越频率，又称为剪切频率。c处的

(c)与-1800(负实轴)的相角差称为相位裕量PM，即

PM(c)(1800)1800(c) （5-51）

()c本身是负的。 注意，上式中

当＞0时，表示相位裕量是正的；＜0时，表示相位裕量是负的。为了使闭环系统稳定，要求相位裕量是正的，如图5—34所示。图5—35描述了不稳定系统的奈氏曲线图。c大于180而本身又为负，所以相位裕量PM()为负数，即＜0，从图中可以看出，

所以闭环系统是不稳定的。

（2）．增益裕量(GainMargin——常简写为GM)

0

()当奈氏曲线与负实轴相交于G点时，如图5—34所示，G点的频率率，又称为相位交界频率。这时

g称为相位穿越频

。

g处的相角

(g)1800，幅值为

G(jg)H(jg)

定义

G(jg)H(jg)的倒数为增益裕量GM，并用

Kg表示，即

Kg上式中，

1G(jg)H(jg) (5-52)

g满足下式

/G(jg)H(jg)1800当

(5-53)

G(jg)H(jg)＜1，也即

Kg＞1时，闭环系统是稳定的，用

Kg(+)表示，如图

5—34所示。当定的，用

G(jg)H(jg)＞l，也即

Kg＜l，如图5—35所示，闭环系统是不稳

Kg(-)代表。

图5—34 稳定系统的奈氏曲线 图5-35 不稳定系统的奈氏曲线

第四节 频率特性的对数坐标图（Bode图）

一、基本概念

频率特性极坐标图示的奈氏曲线，计算与绘制都比较麻烦。频率特性的对数坐标图是频率特性的另一种重要图示方式。与极坐标图相比，对数坐标图更为优越，用对数坐标图不但计算简单，绘图容易，而且能直观地表现时间常数等参数变化对系统性能的影响。

频率特性对数坐标图是将开环幅相频率特性G(j)H(j)写成

G(j)H(j)M()ej() (5—54)

式中M()——幅频特性；()——相频特性。

将幅频特性M()取以10为底的对数，并乘以20得L()，单位为分贝(dB)，即

L()20lgM() (dB) (5—55)

L()与的函数关系称为对数幅频特性，如图5—36(a)所示。图中是以L()为纵坐

标，以频率为横坐标，但是横坐标用对数坐标分度，这是因为系统的低频特性比较重要，

轴采用对数刻度对于扩展频率特性的低频段，压缩高频段十分方便，L()则用线性分度

(等刻度)，这样就形成了一种半对数坐标系。

图5-36 对数频率特性图(伯德图) (a) 对数幅频特性；(b)对数相频特性

在对数相频特性图中，以()为纵坐标，以为横坐标，横坐标也是以对数分度，纵坐标用等刻度分度。这样，与对数幅频特性一样，也形成一个半对数坐标系。如图5—36(b)所示，将对数幅频特性L()一和对数相频特性()一合称为对数频率特性图，又称为伯德图(Bode图)。

为了方便地绘制对数频率特性图(以后简称伯德图)。我们使用十倍频程(decade简写dec)，倍频程(octave)以及对数幅频特性的“斜率”的概念。

图5-37 对数坐标

所谓“十倍频程”，是指在轴上对应于频率每增大十倍的频带宽度，如图5-37所示。由于图中的横坐标按对数分度，于是ω每变化10倍，横坐标就增加一个单位长度，例如从0．1—1或从1—10等频带宽度，都是十倍频程，可见，横坐标对ω而言是不均匀的，但对lg来讲却是均匀的。每个十倍频程中，ω与lg的对应关系如表5-1所列。所有十倍频程在轴上对应的长度都相等，(例如 1gl—1g0．1＝1，1g10—1g1＝1，„)。

表5-1 ω从1到10的对数分度 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 ω

lg 0 0．301 0．477 0．602 0．699 0．778 0．845 0．903 0.954 1

所谓倍频程，是指在轴上，从1—2或从2—4„等的频带宽度。所有倍频程在轴上对应的长度也相等(例如 1g2—1g1＝0．301，1g 4—1g 2＝0．301„)。

对数幅频特性的“斜率”是指频率改变倍频或十倍频时L()分贝数的改变量，单位是dB／octave (分贝/倍频)或dB／dec(分贝/十倍频)，一般dB／octave较少采用，常用的是dB／dec。图5-37中纵坐标L()20lgM()，称为增益。M()每变化10倍，L()就变化20分贝（dB）。“斜率”的概念在具体绘制伯德图时很有用。

使用对数频率特性表示法的第一个优点是在研究频率范围很宽的频率特性时，缩小了比例尺，在一张图上，即画出了频率特性的中、高频段，又能清楚地画出其低频段，因为在设计和分析系统时，低频段特性相当重要。

使用对数频率特性表示法的第二个优点是可以大大简化绘制系统频率特性的工作。由于系统往往是许多环节串联构成，设各个环节的频率特性为

G1(j)M1()ej1()G2(j)M2()ej2()jn()G(j)M()enn

则串联后的开环系统频率特性为

jn()j1()j2()j()G(j)M()eM()eM()eM()e12n

M()M1()M2()Mn() 式中 () 1() 2() n()

由于L()20lgM()20lgM1()20lgM2()20lgMn()，利用对数坐标图绘制开环幅相频率特性十分方便，它可以将幅值的相乘转化为幅值的相加，并且可以用渐近直线来绘制近似的对数幅值L()曲线。如果需要精确的曲线，则可在渐近直线的基础上加以修正，这也是比较方便的。

二、典型环节频率特性的伯德图 1．比例环节(K)

比例环节的对数幅频特性和对数相频特性分别是

L()20lgK0 ()0 (5—56)

当K＞1时，则L()＞0，故L()一曲线是一条位于轴上方的平行直线；当K

0＝1时，L()＝0，故L()一曲线就是轴线。由于()0，所以()一曲线

就是轴线。综上所述，比例环节的伯德图如图5-38所示。

图5—38 比例环节的伯德图

12．积分环节s和微分环节(s)

积分环节的对数幅频特性和对数相频特性为

11L()20lg20lg20lg(dB)j()11jtg1(1/0)900j (5—57)

由于伯德图的横坐标按lg刻度，故式(5—57)可视为自变量为lg，因变量为L()的

关系式，因此该式在半对数坐标图上是一个直线方程式。直线的斜率为—20(dB／dec)。因＝1时，—20lg＝0，故有L(1)＝0，即该直线与轴相交于＝1的点，如图5—39上

01s()90斜率为—20(dB／dec)的直线。积分环节的相频特性是(见式(5—57))。相

应的对数相频特性是一条平行于轴下方的水平线，如图5—39下图所示。

图5—39 积分环节1s和微分环节(s)的伯德图

微分环节(s)是积分环节1s的倒数，所以很容易求出它的对数幅频特性和相频特性。

它们分别是

L()20lgj20lg1()jtg9000 (5—58)

从式(5—58)可以看出，微分环节的对数幅频特性和对数相频特性都只与积分环节相

差一个“负”号。因而微分环节和积分环节的伯德图对称于轴，如图5—39的+20(dB／dec)斜线(幅频特性曲线)和+900的平行直线(相频特性曲线)。

11Ts和比例微分环节1Ts 3．一阶惯性环节

一阶惯性环节的对数幅频特性和相频特性分别为

绘制一阶惯性环节的幅频特性曲线，不需要将不同的值代人式(5—59)逐点计算

1L()20lg20lg1T2s2 (dB)1Ts1()tg1T1Tj  (5—59)

L()，可用渐近线的方法先画出曲线的大致图形，然后再加以精确化。

(1)当T＜＜1时，(低频时)，则由式(5—59)可得

L()0 (dB)

上式表明，一阶惯性环节的低频段是一条零分贝的渐近线，它与轴重合，如图5—40

所示。

(2)当T＞＞1时， (高频时)，则由式(5—59)可得

L()20lgT20lg20lg1T (dB) (5—60)

上式中，当T＝l时

当T＞＞1时，式(5—60)可进一步近似为

L()20lg1120lg0TT

L()20lg (5—61)

1上式为一条斜率是—20(dB／dec)的直线。这表明，一阶惯性环节在高频段(T＜＜∞范围内是一条斜率为—20dB／dec，且与轴相交于＝1T的渐近线(见图5-40)，它与低1频段渐近线的交点为＝1T，这时的称为转角频率。这里，T是惯性环节1Ts的时

间常数，所以转角频率也很容易求得。求出转角频率后，就可方便的作出低频段和高频段的渐近线。由于渐近线接近于精确曲线。因此，在一些不需要十分精确的场合，就可以用渐近线代替精确曲线加以分折。在要求精确曲线的场合，需要对渐近线进行修正。由于渐近线代替精确曲线的最大误差发生在转角频率处，因此可将＝1T代入式(5—59)，可得精确值为

近似值为L()＝0，所以误差为-3(dB)。 (1)在＝2T，即T＝2处，精确值为

L()20lg113.01(dB)3(dB)

在转角频率左、右倍频程处12T及2T的误差如下：

L()20lg147(dB)

近似值为 L()20lgT20lg26.02(dB) [参见式(5—61)] 误差值为 7(6.02)1 (dB)

(2)在＝12T，即T＝0．5处，精确值为

L()20lg10.251 (dB)

近似值为 L()0 (dB) 误差值为 101 (dB)

用同样的方法，可以计算出其他频率处的误差值，如图5—41所示。由图可以看出，误差值相对于转角频率是对称的。将图5—41的误差值加到渐近折线上，就可得到图5—40粗实线(幅频特性曲线)表示的精确的对数幅频特性曲线。

11Ts的伯德图 图5—40 惯性环节

图5—41 一阶惯性环节的对数幅额特性曲线采用渐近线时的误差值

112作一阶惯性环节的相频特性曲线没有近似的办法，但也可定出＝T、＝2T、T、0.1100T、T等点，用曲线板把各点连接起来，如图5—40下图所示。它是对()45的

点斜对称的一条曲线。

比例微分环节(1Ts)的对数幅频特性和相频特性为

22L()20lg1T (dB)1()tgT (5—62)

将式(5—62)与式(5—59)对比可知，比例微分环节与一阶惯性环节的对数幅频特性和相

频特性只相差一个“负”号，因而比例微分环节和一阶惯性环节的伯德图对称于轴，如图5-42所示。

图5-42 比例微分环节(1Ts)的伯德图

22s2s2nn4．二阶振荡环节22和二阶微分环节s2nsn

11二阶环节中参数(阻尼比)如果大于l，则可用两个一阶惯性环节T1s1和T2s1 的

乘积来表示。或两个一阶微分环节T1s1和T2s1的乘积来表示。如果0＜＜1，则成为二阶振荡环节或二阶微分环节。由于二阶振荡环节和二阶微分环节互为倒数(只相差一常数上两小节的积分环节对微分环节，一阶惯性环节对比例微分环节，只要画出对称于轴的

2n)。所以只要讨论其中的一个，就可以方便地得到另一个的对数幅频特性和相频特性(如

22s2s2nn伯德图即可)。现着重讨论常见的二阶振荡环节二阶振荡环节的幅相频率特性为

的伯德图的绘制方法。

G(j)

1jj21nn212122nn22ej()

2n()tg121n 式中

所以，二阶振荡环节的对数幅频特性和相频特性为

22L()20lg122nn2n1()tg21n 2 (5—63)

依照一阶惯性环节的方法，先求出二阶振荡环节的对数幅频特性的渐近线。 (1) 当n时，(低频段)，由式(5—63)可得

上式表明，低频段的渐近线为一条零分贝的直线，它与轴重合。 (2)当n时，(高频段)，由式(5—63)可得

2L()20lg10 (dB)

上式表明，高频段的渐近线为一条斜率为—40(dB／dec)的直线，它与轴相交于

L()20lgn40lgn

n的点。

以上两条低频段和高频段的渐近线相交处频率n，称为二阶振荡环节的转角频率，两条渐近线与转角频率如图5—43(a)所示。

2n22s2snn图5—43 二阶振荡环节的伯德图

二阶振荡环节对数幅频特性的精确曲线可以按式(5—63)计算并绘制。显然，精确曲线随阻尼比的不同而不同。因此，渐近线的误差也随的不同而不同。不同值时的精确曲线如图5—43所示。从图中可以看出，当值在一定范围内时，其相应的精确曲线都有峰值。这个峰值可以按求函数极值的方法由式(5—63)求得。渐近线误差随不同而不同的误差曲线如图5—44所示。从图5—44可以看出，渐近线的误差在n附近为最大，并且值

越小，误差越大。当→0时，误差将趋近于无穷大。

图5—44 二阶振荡环节幅频特性的误差曲线

二阶振荡环节的相频特性的计算由式(5-63)可知，它也和阻尼比有关，这些相频特性曲线如图5—43 (b)所示。由图5—43(b)可以看出，它们都是以转角频率n处相角为

900的点为斜对称。

二阶微分环节s2nsn(01)的对数幅频和相频特性都与二阶振荡环节的特性对称(以轴为对称轴)，这里不再赘述。

s(e) 5．延迟环节

22延迟环节的幅相频率特性为 其幅频和相频特性为

G(j)ej

M()1() (5—64)

所以对数幅相频率特性为

其对应的伯德图如图5—45所示。从图5—45可以看出,延迟环节的对数幅频特性曲线为L()＝0的直线，与轴重合。相频特性曲线()当→∞时，()。

L()20lg100()(rad)57.3() 

图5-45 延迟环节e三、系统开环伯德图的绘制

[例5—9] 设系统的开环传递函数为

s的伯德图

G(s)H(s)试绘制开环对数频率特性图(伯德图)。

4(0.5s1)s(2s1)(0.125s)20.05s1



1G(s)H(s)解 从系统的开环传递函数可知，系统由比例环节(4)、积分环节s、惯

112(0.125s)0.05s1(0.5s1)等5个性环节2s1、比例微分环节和二阶振荡环节典型环节所组成，除比例环节和积分环节无转角频率外，其余三个典型环节的转角频率依大小排列分别为10.5,22,38。因此，可将开环频率特性按以下次序排列来绘制

伯德图

G(j)H(j) 4① ② ③ ④ ⑤

其中环节③，④，⑤的转角频率依次为0．5，2和8。

将开环传递函数分成5个典型环节相乘后，可得开环对数幅频特性和相频特性分别为

111(0.5j1)2j2j1j0.05j18

L()L1()L2()L3()L4()L5() 20lg420lg20lg1(2)220lg1(0.5)22(0.05)上式中，二阶振荡环节(环节⑤)的参数为0.2,n8

()1()2()3()4()5() 00900tg12tg10.5tg10.0518

22 20lg1642

各环节及开环系统的伯德图均表示在图5—46的半对数坐标系上。

将L1()一L5()叠加，即可求得开环对数幅频特性曲线，如图5—46(a)所示的实线

L()。

图5-46 例5—9的伯德图

（5）1） 绘制开环对数相频特性曲线时，先作出各环节的相频特性曲线一（，然后

进行代数相加，如图5—46(b)所示的（）。

如果要求得到精确的对数幅频特性，可在各转角频率处根据图5—41和图5—44加以修正。

由上述例题可见，串联环节的对数幅频特性也可以直接绘出。从典型环节的对数幅频特性可见，在低频段，惯性、振荡和比例微分等环节的低频渐近线，均为零分贝线。因此，对数幅频特性L()的低频段主要取决于比例环节和积分环节(理想微分环节一般很少出现)。而在＝1处，积分环节为过零点，因此在＝1处，对数幅频特性的高度仅取决于比例环

1节。即，此时的斜率，则主要取决于积分环节的多少，每多一个积分环

节，则斜率便降低—20dB／dec。若有V个积分环节，则在＝1处的斜率便为—20VdB／

L()20lgKdec。在确定了低频段以后，往后若遇到一阶惯性环节，经交接频率，L()的斜率便降低—20dB／dec；遇到二阶振荡环节，过交接频率，则斜率便降低—40dB／dec；若遇到比例微分环节，过交接频率，则斜率增加+20dB／dec。这样，掌握了以上规律，就可以直接画出串联环节的总的渐近对数幅频特性。其步骤是： ① 分析系统是由哪些典型环节串联组成的，将这些典型环节的传递函数都化成标准形式。即各典型环节传递函数的常数项为1。

② 根据比例环节的K值，计算20lgK。

1③ 在半对数坐标纸上，找到横坐标为＝1、纵坐标为的点，过

该点作斜率为—20VdB／dec的斜线，其中V为积分环节的数目。

④ 计算各典型环节的转角频率，将各转角频率按由低到高的顺序进行排列，并按下列

L()20lgK原则依次改变L()的斜率：

若过一阶惯性环节的转角频率，斜率减去20dB／dec；

若过比例微分环节的转角频率，斜率增加20dB／dec；

若过二阶振荡环节的转角频率，斜率减去40dB／dec。 ⑤ 如果需要，可对渐近线进行修正，以获得较精确的对数幅频特性曲线。 [例5—10] 绘出开环传递函数为

G(s) 的系统开环对数频率特性。

5(s2)s(s1)(0.05s1)

解：将G(s)中的各因式换成典型环节的标准形式，即

G(s) 如果直接绘制系统开环对数幅频特性渐近线，其步骤如下： (1)转折频率1＝1，2＝2，3＝20。 (2)在＝l处，

10(0.5s1)s(s1)(0.05s1)

L()120lgK20lg1020dB。

(3)因第一个转折频率1＝1，所以过(1＝1，L()20dB)点向左作一20dB／dec斜率的直线，再向右作一40dB／dec斜率的直线交至频率2＝2时转为一20dB／dec，当交至3＝20时再转为一40dB／dec斜率的直线，即得开环对数幅频特性渐近线，如图5—47所示。

图5—47 例5—10系统开环对数频率特性

系统开环对数相频特性：

()900tg1tg10.5tg10.05

对于相频特性，除了解它的大致趋向外，最感兴趣的是剪切频率c时的相角，而不是

整个相频曲线，本例中c5时的相角为

四、最小相位系统和非最小相位系统

如果系统的开环传递函数在右半s平面上没有极点和零点，则称为最小相位传递函数。具有最小相位传递函数的系统，称为最小相位系统。例如，具有下列开环传递函数的系统是最小相位系统

(c)900tg15tg10.55tg10.055114.50

G1(s)

开环传递函数在右半s平面上有一个(或多个) 极点和零点，称为非最小相位传递函数

K(T3s1)(T1s1)(T2s1） (K,T1,T2,T3均为正数)

(若开环传递函数有一个或多个极点位于右半s平面，这意味着开环不稳定)。具有非最小相位传递函数的系统称为非最小相位系统。例如，具有下列开环传递函数的系统为非最小相位系统

G2(s)G3(s)K(T3s1)(T1s1)(T2s1） (K,T1,T2,T3均为正数) Kes(T1s1)(T2s1） (K,T1,T2,均为正数)

G1(s)和G2(s)都具有相同的幅频特性，即幅频特性都是

M()K1T322(1T122)(1T222)

但它们的相频特性却大大不同；设G1(s)和G2(s)的相频特性分别为1()和2()，

则

100()0,()18012 当＝0时

0001()tg1(T3)tg1(T1)tg1(T2)T2()tg1(3)tg1(T1)tg1(T2)

1()900900900900 当→∞时 2()90909090 对于最小相位系统G1(s)来说，当从0→∞时的相角变化为

01()1(0)90000900

对于非最小相位系统G2(s)来说，当从0→∞时的相角变化为

2()2(0)90018002700显然，最小相位系统的相角变化为最小。

s

自动控制系统中迟延环节是最常见的非最小相位传递函数。例如上述的G3(s)包含了延迟环节e。当延迟时间比较小的时候，es可近似为

es1s (泰勒级数展开取前两项) (5—65)

K(1s)G3(s)(T1s1)(T2s1）因此，对G3(s)而言，延迟环节若按式(5—65)近似，则

3()tg1()tg1(T1)tg1(T2)

当＝0时 3()00

0000()9090902703当→∞时

当从0→∞时，相角变化为

3()3(0)2700002700G3(s)求取相频特性3()

所以它具有非最小相位系统的特性。如果要对G3(s)求取精确的相角变化，则可对

3()tg1T1tg1T257.3

当＝0时 3(0)0 由此得相角变化为

0

00()909057.3 3 当→∞时

对控制系统来说，相位纯滞后越大，对系统的稳定性越不利，因此要尽量减小延迟环节

的影响和尽可能避免有非最小相位特性的元件。

3()3(0)

第五节 用开环频率特性分析系统的性能

一、系统开环对数频率特性与闭环稳定性的关系 1、 用伯德图确定稳定裕量

在第三节中用奈奎斯特图定义的相位裕量和增益裕量也可以在伯德图上确定。与奈奎斯特图5—34对应的稳定系统的伯德图如图5—48所示。

图5—48 稳定系统的伯德图 图5—49 不稳定系统的伯德图 图5—34中的增益穿越频率c在伯德图中是对应的零分贝的点，即开环对数幅频特性

曲线与轴的交点如图5—48所示。图5—34中相位穿越频率g的点在伯德图中是对应相角为—1800的点，即相频特性曲线与—1800水平线的交点，如图5—48的下部分所示。从图5—48 还可以看出，相频特性曲线上对应于增益穿越频率c的点位于—1800水平线的上方，

0()180c即 ，所以相位裕量是正的，用()来代表。

在伯德图中，增益裕量通常用分贝数来表示，即

GMKg(dB)20lgKg20lg1G(jg)H(jg) 20lgG(jg)H(jg) (dB) (5—66)

上式中的

Kg是指奈氏图表示增益裕量的Kg，Kg(dB)表示的是伯德图上的增益裕量。

G(jg)H(jg)1 (见图5—34)，所以

对于稳定系统，

20lgG(jg)H(jg)为

负，由式(5—69)可知，增益裕量GM＝来表示。这时对数幅频特性曲线上对应图5—48所示。

Kg(dB)是正的，我们称增益裕量是正的，用Kg(+)

g的点(20lgG(jg)H(jg))在轴的下方，如

K对于不稳定系统，在伯德图上表示相位裕量和增益裕量g(dB)，可用上述同样的方法参照图5—35的奈氏图来对应确定，如图5—49所示。由图5—49可以看出，这时相位裕

0G(jg)H(jg)1()180Kcg量和增益裕量(dB)都是负的，因为这时，，图5

K()来表示。

—49中分别用()和g 增益裕量和相位裕量通常作为设计控制系统的频域性能指标。大的增益裕量和大的相 位裕量表明，控制系统可以非常稳定，但通常这种系统响应速度较慢，增益裕量GM接近于l，或相位裕量接近于零，则对应是一个高度振荡的系统。实践表明，当GM和PM在下列范围内取值时，控制系统一般可以得到较为满意的动态性能。

PM300~6002、 伯德定理简介

Bode定理对于判定所谓最小相位系统的稳定性以及求取稳定裕量，是十分有用的。在这里，只定性地介绍定理的涵义，而不引用严格的数学表达式。有兴趣的读者可参阅有关文献。

Bode定理的主要内容概括如下：

(1)线性最小相位系统的幅频特性是一一对应的。具体说，当给定整个频率区间上的对数幅频特性(精确特性)的斜率时，同一区间上的对数相频特性就被唯一地确定了。同样地，当给定整个频率区间上的对数相频特性时，同一区间上的对数幅频特性也被唯一地确定了。 (2)在某一频率(例如剪切频率c)上的相位移，主要决定于同一频率上的对数幅频特性的斜率；离该频率越远，斜率对相位移的影响越小。某一频率上的相位移与同一频率上的对

0数幅频特性的斜率的大致对应关系是：20ndBdec的斜率对应于大约n90的相位移，

GMKg(dB)6 (dB)

这里n＝0，1，2，„。例如，如果在剪切频率c上的对数幅频特性的渐近线的斜率是一20dB／dec，那么c上的相位移就大约接近90；如果c上的幅频渐近线的斜率是一40dB／

00dec，那么该点上的相位移就大约接近180。在后一种情况下，闭环系统或者是不稳定的，或者只具有不大的稳定裕量。

在实际工程中，为了使系统具有相当的相位裕量，往往这样设计开环传递函数：使幅频

1c4渐近线以一20dB／dec的频率通过剪切点，并且至少在剪切频率的左右，从到2c的

这一段频率范围内保持上述渐近线的斜率不变。

图5—50所示即为满足上述要求的例子。关于反馈控制系统的设计与校正方法，将在下

1c4一章里详细讨论。但就这个例子来说，在~2c这一频率范围内保持幅频渐近线斜率为

一20dB／dec，而在此范围两侧都具有一40dB／dec的斜率的情况下，再绘出相频特性，可

050c以看出剪切频率处的相位裕量约为，因此对应的谐振峰值Mr1.3。

图5—50 使幅频渐近线以一20dB／dec斜率通过剪切点的例子

二、系统开环对数频率特性与闭环稳态误差的关系 从第三章可知，对于一定的输入信号，控制系统的稳态误差与系统的类型及开环放大系数K有关。给定了系统的开环对数频率特性曲线(例如，可以由实验求出)，便可根据其低频段的斜率与位置确定这一系统的类型、误差系数和稳态误差。下面分别介绍根据开环对数幅频特性曲线确定0型、Ⅰ型和Ⅱ型系统的稳态位置误差系数KP，速度误差系数KV和加速度误差系数Ka的方法。 1．0型系统

设0型系统的开环幅相频率特性为

G(j)H(j) 其对数幅频特性为

KP1Tj

2L()20lgG(j)H(j)20lgK20lg1(T)P

在低频段（0） L()20lgKP (5—67)

是一条高度为20lgKP平行于轴的直线。高频段()是一条斜率为20(dBdec) 的直线。两条渐近线的转角频率为

出，0型系统的对数幅频特性在低频段有如下特征：

1T。对数幅频特性如图5—51所示。从图中可以看

(1)低频段渐近线斜率为0(dB／dec)，高度为20lgKP；

(2)如果已知幅频特性曲线低频段的高度，就可由式(5—67)求出位置误差系数KP，从而可求出系统的稳态误差ess。

图5—51 0型系统的对数幅频特性

2．Ⅰ型系统

设Ⅰ型系统的开环幅相频率特性为

G(j)H(j) 其对数幅频特性为

KVj(1Tj)

L()20lgG(j)H(j)20lgKV20lg20lg1(T)2

在低频段(0) L()20lgKV20lg (5—68)

上式中，20lgKV是一条高度为20lgKV的水平线，平行于轴。20lg是斜率为—20(dB／dec)的直线。所以L()曲线低频段斜率为一20(dB／dec)。又因＝l时，

1L()20lgKV；＝KV时，L()＝0；转角频率T。由此可得Ⅰ型系统的对数幅频特性曲线，如图5—52所示。其中，图5—52(a)所示为转角频率1大于KV的情况，图

1

5—52(b)所示为转角频率1小于KV的情况。从图中还可以看出，经转角频率1以后的高频段斜率为—40(dB/dec)。

图5—52 Ⅰ型系统的对数幅频特性

（a）转角频率1大于KV；(b) 转角频率1小于KV

Ⅰ型系统的对数幅频特性曲线在低频段有以下特征： (1)渐近线斜率为—20(dB／dec)；

(2)渐近线(或其延长线)与0(dB)线(即轴)的交点为＝KV，由此可以求出系统的稳态速度误差系数KV，从而进一步可求出系统的稳态误差ess；

(3)渐近线(或其延长线)，在＝1时的幅值为20lgKV，由此也可以求得速度误差系数

KV，从而可求出稳态误差ess。

3．Ⅱ型系统

设Ⅱ型系统的开环幅相频率特性为

G(j)H(j) 其对数幅频特性为

Ka(j)2(1Tj)

2L()20lgG(j)H(j)20lgK40lg20lg1(T)a

在低频段(0) L()20lgKa40lg (5—69)

上式中，20lgKa为水平线，40lg是一条斜率为—40(dB／dec)的直线，所以L()曲线的低频段斜率为一40(dB／dec)。又因＝1时，L()20lgKa；＝0；转角频率为

Ka时，L()11T；由此可得Ⅱ型系统的对数幅频特性曲线如图5—53所示。其中

Ka的情况，Ka图5—53(b)所示为转角频率1小于

图5—53(a)所示为转角频率1大于

的情况。从图5—53还可以看出，转角频率1以后的高频段斜率为—60(dB／dec)。

图5—53 2型系统的对数幅频特性

a；(b) (a) 1＞

Ⅱ型系统对数幅频特性的低频段有以下特征： (1)渐近线的斜率为—40(dB／dec)；

K1＜Ka

(2)渐近线(或其延长线)与0(dB)的交点为＝误差系数Ka，从而可以求出系统的稳态误差ess。

Ka，由此可以求出系统的稳态加速度

(3)渐近线(或其延长线)在＝l时的幅值为20lgKa，由此也可以求出系统的稳态加速度系数Ka及稳态误差ess。

三、开环对数频率特性与系统时域性能之间的关系

在分析系统的伯德图时，常将它分成如图5—54所示的三个频段(图中省略了相频特性图)。低频段反映了系统的稳态性能，中频段反映了系统的动态性能，控制系统的动态性能是我们最关心的问题，下面将详细介绍中频段与时域性能的关系，高频段则反映了系统抗高频干扰的能力，对系统的动态性能影响不大，将不作深入分析。

图5—54 对数幅频特性曲线的三个频段的划分

1．伯德图的对数幅频特性曲线中频段(剪切频率c附近的频段)与系统动态性能的关系 中频段的参数主要有：剪切频率c、相位裕量以及中频段宽度h。一般来说，我们希望剪切频率c附近的斜率为—20(dB／dec)，如图5—54所示。图中c两边两个转角频率为2和3。所谓中频段宽度h定义为

h32 (5—70)

下面用一具体的例子来说明中频段特性与时域性能的关系。设一系统的开环频率特性为

G(j)H(j)

Kj(10.02j)(10.2j) (5—71)

当K＝10时，式(5—71)的对数幅频特性曲线如图5—55所示的曲线a。剪切频率c在斜率

055为—40(dB／dec)的区段内，对照图5—55下部的相频特性曲线可知，相位裕量为，

因此闭环系统是稳定的。若开环放大系数K值减小，则对数幅频特性曲线向下垂直移动。这时剪切频率c向左移动[注意，K变化时，系统的相频特性曲线()不变]。由图5—55可知，相位裕量将增大。当剪切频率c移至斜率为—20(dB／dec)的区段内时，相位裕量将更大，如图5—55的曲线b所示。反之，增大开环放大系数K，剪切频率c将向右移动，相位裕量将减小，当c移至c＝

g时(g为相位穿越频率)，＝0，闭环系

统处于临界稳定。当c＞g时，＜0，这时，对数幅频特性曲线的中频段斜率为—40(dB

／dec)，如图5—55曲线c所示。因这时为负值，所以闭环系统已不稳定了。如果开环放大系数K继续加大，使剪切频率c落在对数幅频特性曲线斜率为—60(dB／dec)的区段内，如图5—55曲线d所示。这时相位裕量“负”得更历害，系统将更加不稳定。



G(j)H(j)图5—55

下面再以典型的二阶系统为例，说明对数幅频特性曲线的参数与时域特性的关系。图5—56给出了典型二阶系统的结构图、对数幅频特性图和时域的阶跃响应曲线。由图5—56 (a)可知，二阶系统的开环传递函数为

Kj(10.02j)(10.2j)的伯德图

G(s)Ks(1T1S) (5—72)

图5—56 二阶Ⅰ型系统的结构图、对数幅频特性曲线和阶跃响应曲线 (a)结构图；(b)1cK的对数幅频特性曲线和阶跃响应曲线；

(c) 1cK；（d）1cK

对照标准二阶系统的开环传递函数

2nG(s)2s2ns

可得式(5—72)的自然振荡频率n和阻尼比分别为

K1K (   为 转角频率）n11TT1112K  (5—73)）

由式(5—73)可知

（1）当1cK时，0.5，如图5—56(b)所示，阶跃响应是衰减较慢的振荡过程。

(2)当1cK时，0.5，如图5—56(c)所示，阶跃响应是衰减较快的振荡过程。 (3)当1cK时，0.5，如图5—56 (d)所示，阶跃响应是接近无振荡的非周期过程。当14K时，1，阶段响应为无超调的非周期过程。

由以上分析可以得出如下结论：为使系统的阶跃响应无超调量或超调很小，应使图5—56中的剪切频率c位于斜率为—20(dB／dec)的线段上，并且要求有一定的中频段宽度h见式(5—70)及图5—54]。中频段越宽，阶跃响应(时域特性)越接近非周期过程。

2．频域性能指标——相位裕量与时域性能指标——超调量P和调整时间ts的定量关系

对于一般的生产过程控制系统来说，最主要的时域性能指标是超调量P和调整时间

ts，现分别讨论这两种主要时域性能指标与相位裕量(c)的定量关系如下：

(1)相位裕量(c)与超调量P之间的定量关系

由于二阶系统比较简单，容易求出精确的定量关系。当高阶系统有一对主导极点时(有时也可人为产生一对主导极点)，二阶系统分析的结论也可以推广应用到这样的高阶系统中去，因此分析二阶系统的频域性能指标与时域性能指标间的定量关系，具有一定的普遍意义。 二阶系统开环传递函数的标准形式为

22nnG(s)2s2nss(s2n) 2nG(j)(j)22n(j)

开环频率特性为

图5—57 二阶系统开环对数幅频特性

当取不同值时的开环对数幅频特性如图5—57所示，当c时的幅值为

2nG(jc)1(j)22n(jc) (c—剪切频率)

或写成

G(jc)2nc(2n)2c21

42224 由上式进一步可得 n4ncn

因而可得

c 当c时的相角为

14422n (5一74)

(c)900tg1 相位裕量为

c2n

(c)1800(c)900tg1 将式(5—74)代人式(5—75)得

c2ntg12nc (5—75)

14422 (5—76)

上式即为相位裕量(c)与阻尼比之间的定量关系。按式(5—76)的定量关系可绘成

(c)tg12

曲线，如图5-58所示。

图5—58 二阶系统相位裕量和阻尼比的关系 图5—59

(c)、P与的关系曲线

在前面第三章已知，超调量P和阻尼比之间的定量关系为

12Pe100% (5—77)

将式(5—76)和式(5—77)的函数关系，以为横坐标，P和(c)为纵坐标，绘制于同一张图上，如图5—59所示。这样，根据给定的相位裕量(c)就可由图5—59直接得到时域特性的最大超调量P。反之，当要求超调量不超过某一允许的P值时，也可以从图5—59中求得应有的相位裕量(c)。

(1) 相位裕量(c)与调整时间ts之间的定量关系

仍以二阶系统为例，在第三章已求得调整时间ts的近似表达式为

tsts5%3n4 (00.9) (00.9) (5—78)

2%n3 将式(5—74)代入式(5—78)可得

tsctsc5%14422 14422 （5—79）

2%4再由式(5—75)和式(5—79)可得

tsctsc5%6 tg(c)8 tg(c) （5—80）

tsc5%2%将式(5—80)的函数关系绘成曲线，如图5—60所示。(图中画的是

6tg(c)

的关系式)。

图5—60 tsc与(c)的关系曲线

如果有两个系统，其相位裕量(c)相同，那么他们的最大超调量P(时域)是大致相同的，但他们的调整时间ts并不一定相同。由式(5—80)可知，ts与剪切频率c成反比，即

c越大，时域的调整时间ts越短。所以剪切频率c在频率特性中是一个很重要的参数，

它不仅影响系统的相位裕量，还影响动态过程的调整时间。

上述的频域性能与时域性能的定量关系都是基于二阶系统得出来的。对于高阶系统，只要存在一对闭环主导极点，就可以利用上述二阶系统分析的一些定量关系，以简化系统的设计。

(3)高阶系统

对于高阶系统，开环频域指标与时域指标之间没有准确的关系式。但是大多数实际系统，开环频域指标和c能反映暂态过程的基本性能。为了说明开环频域指标与时域指标的近似关系，介绍如下两个关系式

P0.160.4(tsK11),(350900)sin (5—81)

c(s) (5—82)

K21.5(式中：

111)2.5(1)2 (350900)sinsin (5—83)

将式(5—81)和(5—82)表示的关系，绘成曲线，如图5—61所示。可以看出，超调量P％随相角裕度的减小而增大；调节时间ts随的减小而增大，但随c的增大而减小。

图5—61 P、ts与的关系曲线

由上面对二阶系统和高阶系统的分析可知，系统的开环频率特性反映了系统的闭环响应性能。对于最小相位系统，由于开环幅频特性与相频特性有确定的关系。因此，相角裕度取决于系统开环对数幅频特性的形式，但开环对数幅频特性中频段(c附近的区段)的形状，对相角裕度影响最大，所以闭环系统的动态性能主要取决于开环对数幅频特性的中频段。 四、开环频率特性的高频段对系统性能的影响

如果高频段特性是由小时间常数的环节决定的，由于其转折频率远离c，所以对系统动态响应影响不大。然而从系统抗干扰的角度看，高频段是很有意义的。

对于单位反馈系统，开环和闭环传递函数的关系为

G闭(s)则频率特性之间的关系为

G开(s)1G开(s) G开(j)1G开(j)

G闭(j)由于在高频段，一般

20lgG开（j）0，即G开(j)1，故有

G开(j)G闭(j)G开(j)1G开(j) (5—84)

即闭环幅频近似等于开环幅频。 因此，开环对数幅频特性高频段的幅值，直接反映了系统对输入端高频信号的抑止能力，高频段分贝越低，系统抗干扰能力越强。

通过以上分析，可以看出系统开环对数频率特性表征了系统的性能。对于最小相位系统，系统的性能完全可以由开环对数幅频特性反映出来。希望的系统开环对数幅频特性归纳起来不外乎以下几个方面：

(1)如果要求具有一阶或二阶无静差特性，则开环对数幅频特性的低频段应有—20dB／dec或一40dB／dec的斜率。为保证系统的稳态精度，低频段应有较高的增益。

(2)开环对数幅频特性以一20dB／dec斜率穿过odB线，且具有一定的中频宽度，这样系统就有一定的稳定裕度，以保证闭环系统具有一定的平稳性。

(3)具有尽可能大的剪切频率c，以提高闭环系统的快速性。

(4)为了提高系统抗高频干扰的能力，开环对数幅频特性高频段应有较大的斜率。

第六节 用闭环频率特性分析系统的性能

一、闭环频率特性

上节中已给出了开环与闭环频率特性的关系，对单位反馈系统为

G闭(j)G开(j)1G开(j)

若已知开环频率特性，可求得环节的闭环频率特性。 图5—62示出了闭环幅频特性的典型形状。由图可见，闭环幅频特性的低频部分变化缓慢，较为平滑，随着增大，幅频特性出现最大值，继而以较大的陡度衰减至零，这种典型的闭环幅频特性可用下面几个特征量来描述。

图5—62 典型闭环幅频特性

(1)零频幅值M0：＝0时的闭环幅频特性值。

(2)谐振峰值Mr：幅频特性极大值与零频幅值之比，即上系统，M0＝1，则谐振峰值是幅频特性极大值。

(3)谐振频率r：出现谐振峰值时的频率。

MrMmM0。在Ⅰ型和Ⅰ型以

(4)系统频带宽b：闭环频率特性的幅值减小到0．707M0时的频率，称为频带宽，用

b表示。频带越宽，表明系统能通过较高频率的输入信号。因此b高的系统，一方面重现

输入信号的能力强，另一方面，抑制输入端高频噪声的能力弱。

二、闭环频域指标与时域指标的关系

用闭环频率特性分析系统的动态性能，一般用谐振峰值Mr和频带宽b(或谐振频率r)作为闭环频域指标。

(1)二阶系统

由上节可知，典型二阶系统闭环传递函数为

2nG闭(s)2 ( 01)2s2nsn (5—85)

对应式(5—85)写出二阶典型系统的闭环频率特性为：

22nnG闭(j)2 2(j)22n(j)n(n2)j2n (5—86)

上式也是振荡环节的频率特性。 1) Mr与P％的关系

典型二阶系统的闭环幅频特性为

2(n2)2(2n)2 (5—87)

在较小时，幅频特性M()出现峰值。其谐振峰值Mr和谐振频率r可用极值条件

M()2n求得，即令

则谐振频率为：

dM()0d

rn122 (00.707) (5—88)

将式(5—88)代入式(5—87)中，可求得幅频特性峰值。因＝0时的幅频值M0＝1，则

求得幅频特性峰值即是谐振峰值，即

Mr1212 (00.707) (5—89)

r为虚数，0.707 当0.707时，说明不存在谐振蜂值，幅频特性单调衰减。

时，r＝0，Mr＝1。0.707时，r＞0，Mr＞l。0时，rn,Mr。 将式(5—89)所表示的Mr与的关系也绘于图5—63中。由图明显看出，Mr越小，系

统阻尼性能越好。如果谐振峰值较高，系统动态过程超调大，收敛慢，平稳性及快速性都差。从图5—63知，Mr＝1．2—1．5对应P％＝20％一30％，这时可获得适度的振荡性能。若出现Mr＞2，则与此对应的超调量可高达40％以上。

图5-63 二阶系统P％、、Mr与的关系曲线

2) Mr、b与ts的关系

在频率b处，典型二阶系统闭环频率特性的幅值为

2n2(nb)2(2nb)2

2M(b)解出b与n、的关系为

bn12224244 (5—90)

由

ts3n求得n，代入式(5—90)中，得

3bts12224244  （5—91）

将式(5—91)与式(5—89)联系起来，可求得bts与Mr的关系，绘成曲线如图5—64所示。由图可看出Mr、b与ts的关系。对于给定的谐振峰值Mr，调节时间与频带宽成反

比。如果系统有较宽的频带，则说明系统自身的惯性很小，动作过程迅速，系统的快速性好。 谐振频率r也反映系统的快速性，可以找出Mr，r与ts的关系，为简明起见，用曲线表示于图5—65。

图5—64 bts与Mr的关系 图5—65 rts与Mr的关系 (2)高阶系统 对于高阶系统，难以找出闭环频域指标和时域指标之间的确切关系。但如果高阶系统存在一对共扼复数闭环主导极点，可针对二阶系统建立的关系近似采用。为了估计高阶系统时域指标和频域指标的关系，可以采用如下近似经验公式：

P0.160.4(Mr1) (1Mr1.8) (5—92)

和

tsKc(s) (5—93)

2K21.5(M1)2.5(M1) (1Mr1.8) (5—94) rr式中

式(5—92)表明，高阶系统的P％随Mr增大而增大。式(5—93)则表明，调节时间ts随Mr增大而增大，且随c增大而减小。式(5—92)和式(5—93)的图示关系，如图5—66所示。

图5—66 P、ts与Mr的关系曲线

三、开环频域指标和闭环频域指标的关系 (1)与Mr的关系

相角裕度和谐振峰值Mr都可以反映系统超调量的大小，表征系统的平稳性。 对于二阶系统，通过图5—63中的曲线可以看到与Mr之间的关系。

对于高阶系统，可通过图5—67找出它们之间的近似关系。假设Mr出现在c附近(即

r接近c)，就是说用c代替r来计算谐振峰值，并且较小，可以近似认为AB1G(j)，于是有

MrG(jc)1G(jc)G(jc)ABG(jc)G(jc)sin1sin (5—95)

当较小时，式(5—95)的准确度较高。

将式(5—95)代入式(5—92)和式(5—94)，即可得到前节的式(5—81)和式(5—83)。

图5—67 求取Mr和之间的近似关系

(2) c与b的关系

对于二阶系统，c和b的关系可通过式(5—74)和式(5—90)得到，即

12224244bc22441 (5—96)

可见b与c的比值是的函数，有

0.4 b1.6c0.7 b1.55c

对于高阶系统，初步设计时，可近似取b1.6c。

本 章 小 结

一、基本要求

1．正确理解频率特性的物理意义，数学本质及定义。

2．正确地运用频率特性的定义进行分析和计算，计算部件或系统在正弦输入的稳态响应以及反算结构参数。

3．熟记典型环节频率特性[Ｇ(jw)； | G|、∠G；20lg|G |、 ∠ G]的规律及其特征点。 4．熟练掌握由环节G(s)及系统开环传递函数绘制对数频率特性曲线的方法。 5．熟练掌握由环节及系统的对数频率特性曲线反求传递函数的方法。 6．正确理解乃奎斯特判据及对数频率判据的原理证明和判别条件。 7．.熟练掌握运用乃奎斯特判据和对数频率判据判别系统稳定性的方法，并能正确计算稳定裕度和临界增益。 ·

8．正确理解零频幅比Ａ(O) 、峰值Ａm(Mr) 、频宽Wb 、截止频率Wc 、 相裕度v 、模裕度h以及三频段等概念，明确其和系统阶跃响应的定性关系。 9．了解尼柯尔斯图及其使用方法。 二、内容提要

一，频率特性的定义及应用 1．频率特性的定义

频率特性是控制理论的重要概念之一，有着明确的物理意义。频率特性有多种定义： 1)线性定常系统在正弦输入倌号作用下，输出、输入稳态振荡的复数比。 2)线性定常系统输出、输入富里哀变换之比。

3)线性定常系统在正弦输入信号作用下，输出的稳态分量与输入的复数比。

4) Ｇ(s)|s=jw或Φ(s)|=jw，亦即Ｇ(jw)或Φ(jw)。 G(s)，Φ(s)为传递函数。 前两种定义只适用于稳定的系统，后两种定义则不受这种约束。

2．频率特性的直接应用 由频率特性的物理意义知，｜Φ(jw)]是系统在正弦信号作用下轴出、输入租态振荡的振幅比，称幅频； ∠ Φ(jw)是输出、输入稳态振荡的相位角差，称相频。而幅频、相颊和系统正弦输入信号的振幅大小和初相角大小全然无关，只决定于传递函数Φ(s)和信号的频率w。故可直接应用频率特性的定义．计算动态部件或系统在正、余弦信号作用下的稳态输出、输入关系。如稳定系统的某输出量为C(t)，输入量为r(t)，系统传递函数C(S)/R(S)= Φ(s),则当r(t)=Arsin(wt十Φr)时，输出的稳态响应必为