晶闸管双闭环直流调速系统课程设计要点

一．晶闸管整流器设计 1. 进行主电路形式选择：

整流器主电路联结形式的确定：整流器主电路联结形式多种多样，选择时应考虑以下情况：

（1）.可供使用的电网电源相数及容量；（2）.传动装置的功率；

（3）.允许电压和电流脉动率；（4）. 传动装置是否要求可逆运行，是否要求回馈制动；

本设计任务已规定采用晶闸管三相全控桥式整流电路，具有以下特点：

变压器 利用率 直流侧 况 好（0.95） 较元件利用直波形畸变应用角） 小较好 磁数） 化 无 较小应用广 （m=6） （120°） （0.955） 范围脉动情率（导通流 （畸变系场合 三相全控桥式计算系数

二次相电流 计算系数 一次相电流 计算系数 视在功率 计算系数 漏抗 计算系数 漏抗 折算系数 电阻 折算系数 KIV=0.816 换相电抗 压降系数 整流电压 计算系数 晶 电压 闸 计算系数 管 电流 计算系数

KX=0.5 整 流 变 压 器 KIL=0.816 KUV=2.34 KST=1.05 KUT=2.45 KTL=1.22 KIT=0.367 KL=2 KR=2 2整流变压器的选择：

整流变压器一次侧接交流电网，二次侧连接整流装置。整流变压器的选择主要内容有连接方式、额定电压、额定电流、容量等。 （1）整流变压器的作用和特点

1） 整流变压器的作用：变换整流器的输入电压

等级。由于要求整流器输出直流电压一定，若整流桥路的交流输入电压太高，则晶闸管

运行时的触发延迟角需要较大；若整流器输入电压太低，则可能在触发延迟角最小时仍不能达到负载要求的电压额定值。所以，通常采用整流变压器变换整流器的输入电压等级，以得到合适的二次电压。实现电网与整流装置的电气隔离，改善电源电压波形，减少整流装置的谐波对电网的干扰。 2）整流变压器的特点：由于整流器的各桥臂在一周期内轮流导通，整流变压器二次绕组电流并非正弦波（近似方波），电流含有直流分量，而一次电流不含直流分量，使整流变压器视在功率比直流输出功率大。当整流器短路或晶闸管击穿时，变压器中可能流过很大的短路电流。为此要求变压器阻抗要大些，以限制短路电流。整流变压器由于通过非正弦电流引起较大的漏抗压降，因此它的直流输出电压外特性较软。整流变压器二次侧可能产生异常的过电压，因此要有很好的绝缘。 3）整流变压器的联结方式 （2）.整流变压器二次相电压的计算

1）整流变压器的参数计算应考虑的因素。由于整流器负载回路的电感足够大，故变压器内阻及晶闸管的通态压降可忽略不计，但在整流变压器的参数

计算时，还应考虑如下因素：

a)最小触发延迟角min：对于要求直流输出电压保持恒定的整流装置，应能自动调节补偿。一般可逆系统的min取30°~35°，不可逆系统的min取10°~15°。

b)电网电压波动：根据规定，电网电压允许波动范围为+5%~-10%，考虑在电网电压最低时，仍能保证最大整流输出电压的要求，通常取电压波动系数b=0.9~1.05。

c)漏抗产生的换相压降UX。

d)晶闸管或整流二极管的正向导通压降nU。 2)二次相电压U2的计算

a)用于转速反馈的调速系统的整流变压器

IdmaxITmaxIINRaUNI1INRaNU2NITmax

KUV(bcosminKXUdl)IN式中 U2——变压器二次相电压（V）; UN——电动机的额定电压（V）; KUV——整流电压计算系数；

b——电压波动系数，一般取b=0.90~1.05；

min——晶闸管的最小触发延迟角；

KX——换相电感压降计算系数；

Udl——变压器阻抗电压比，100KVA以下

取0.05，容量越大，Udl越大（最大为0.1）;

ITmax——变压器的最大工作电流,它与电动

机的最大工作电流Idmax相等（A）；

IN——电动机的额定电流（A）。

Ra——电动机的电枢电阻（）。

b)要求不高的场合，还可以采用简便计算，

即

U2(1~1.2)KUVb UNc)当调速系统采用三相桥式整流电路并带转速负反馈时，一般情况下变压器二次侧采用Y联结，也可按下式估算：

对于不可逆系统：U2(0.95~1.0)UN/3 对于可逆系统：U2(1.05~1.1)UN/(3)二次相电流I2的计算 I2KIVIdN

式中 KIV——二次相电流计算系数；

IdN——整流器额定直流电流（A）。 当整流器用于电枢供电时，一般取

3

IdNIN。在有环流系统中，变压器通常设

有两个独立的二次绕组，其二次相电流为 式中

IRI2KIV(12INIR)

——平均环流，通常

IR(0.05~0.1)IN。

(4)一次相电流I1计算

K1LIN I1 K式中 K1L——一次相电流计算系数； K——变压器的电压比。

考虑变压器自身的励磁电流时，I1应乘以1.05左右的系数。 (5)变压器的容量计算

K1LSmUI11d0dN 一次容量：KUV

二次容量：

S2m2K1VUd0IdN KUV平均总容量：

S(S1S2)/2

式中 m1、m2——变压器一次、二次绕组相数，

对于三相全控桥

m1m23；

K1L——一次相电流计算系数； Ud0——整流器空载电压（V）; K1V——二次相电流计算系数； KUV——整流电压计算系数。

3.整流器件的选择：

晶闸管选择：晶闸管的选择主要是根据整流的运行条件，计算晶闸管电压、电流值，选出晶闸管的型号规格。在工频整流装置中一般选择KP型普通晶闸管，其主要参数为额定电压、额定电流值。 （1） 额定电压UTn选择应考虑下列因素： 1） 分析电路运行时晶闸管可能承受的最大电压

值。

2） 考虑实际情况，系统应留有足够的裕量。通

常可考虑2~3倍的安全裕量。即 UTn(2~3)UTM

式中 UTM——晶闸管可能承受的最大电压值（V）.

当整流器的输入电压和整流器的连接方式已确定后，整流器的输入电压和晶闸管可能承受的最大电压有固定关系，常采用查计算系数表来选择计

算，即

UTn(2~3)KUTU2 式中 KUT——晶闸管的电压计算系数； U2——整流变压器二次相电压（V）。 3)按计算值换算出晶闸管的标准电压等级值。 （2）额定电流IT(AV)选择：晶闸管是一种过载能力较小的元件，选择额定电流时，应留有足够的裕量，通常考虑选择1.5~2倍的安全裕量。 1

）

通

用

计

算

式

：

IT(AV)IT(1.5~2)1.57

2）实际计算中，常常是负载的平均电流已知，

式中 IT——流过晶闸管的最大电流有效值（A）。 整流器连接及运行方式已经确定，即流过晶闸管的最大电流有效值和负载平均电流有固定系数关系。这样通过查对应系数使计算过程简化。当整流电路电抗足够大且整流电流连续时，可用下述经验公式近似地估算晶闸管额定通态平均电流IT(AV)。

IT(AV)(1.5~2)KITIdmax 式中 KIT——晶闸管电流计算系数；

Idmax——整流器输出最大平均电流（A）;当采用晶闸管作为电枢供电时，取Idmax为电动机

工作电流的最大值。

整流二极管计算与选择和晶闸管方法相同。 4.平波电抗器的选择：

平波和均衡电抗器在主回路中的作用及布置 晶闸管整流器的输出直流电压是脉动的，为了限制整流电流的脉动、保持电流连续，常在整流器的直流输出侧接入带有气隙的电抗器，称作平波电抗器。

在有环流可逆系统中，环流不通过负载，仅在正反向两组变流器之间流通，可能造成晶闸管过流损坏。为此，通常在环流通路中串入环流电抗器（称均衡电抗器），将环流电流限制在一定的数值内。 电抗器在回路中位置不同，其作用不同。对于不可逆系统，在电动机电枢端串联一个平波电抗器，使得电动机负载得到平滑的直流电流，取合适的电感量，能使电动机在正常工作范围内不出现电流断续，还能抑制短路电流上升率。 (1)平波电抗器选择

电抗器的主要参数有额定电抗、额定电流、额定电压降及结构形式等。

计算各种整流电路中平波电抗器和均衡电抗器电感值时，应根据电抗器在电路中的作用进行选择

计算。

a)从减少电流脉动出发选择电抗器。 b)从电流连续出发选择电抗器。 c)从限制环流出发选择电抗器。

此外，还应考虑限制短路电流上升率等。 由于一个整流电路中，通常包含有电动机电枢电抗、变压器漏抗和外接电抗器的电抗三个部分，因此，首先应求出电动机电枢（或励磁绕组）电感及整流变压器漏感，再求出需要外接电抗器的电感值。

1） 直流电动机电枢电感：

LDKDUN103mH

2pnNIN式中 UN——直流电动机的额定电压（V）; IN——直流电动机的额定电流（A）; nN——直流电动机的额定转速（rpm/min）; P——直流电动机的磁极对数；

KD——计算系数。一般无补偿电动机取8~12，快速无补偿电动机取6~8，有补偿电动机取5~6。 2）整流变压器的漏感。整流变压器折合二次

LKUTTdlL侧的每相漏感T：

U2IN（mH）

式中 KT——计算系数，三相全桥取3.9，三相半波取6.75；

Udl——整流变压器短路电压百分比，一般取0.05~0.1；

U2——整流变压器二次相电压（V）; IN——直流电动机额定电流（A）。

3）保证电流连续所需电抗器的电感值。当电动机负载电流 小到一定程度时，会出现电流断续的现象，将使直流电动机的机械特性变软。为了使输出电流在最小负载电流时仍能连续，所需的临界电感值L1可用下式计算：

U2L1K1Idmin（mH）

式中 K1——临界计算系数，单相全控桥取2.87，

三相半波1.46，三相全控桥0.693；

U2——整流变压器二次相电压（V）; Idmin——电动机最小工作电流（A）,一般取

电动机额定电流的5%~10%。

实际串联的电抗器的电感值

LpL1(LDNLT)

式中 N——系数，三相桥取2，其余取1。

4）限制电流脉动所需电抗器的电感值。由于晶闸管整流装置

的输出电压是脉动的，该脉动电流可以看成是一个恒定直流分量和一个交流分量组成的。通常负载需要的是直流分量，而过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加。因此，应在直流侧串联平波电抗器以限制输出电流的脉动量。将输出电流的脉动量限制在要求的范围内所需要的最小电感量L2：

U2L2K2siIdmin（mH）

式中 K2——临界计算系数，单相全控桥4.5，三相

半波2.25，三相全控桥1.045；

si——电流最大允许脉动系数，通常单相电

路取20%，三相电路取5%~10%；

U2——整流变压器二次侧相电压（V）; Idmin——电动机最小工作电流（A）,取电动

机 额定电流的5%~10%。

实际串接的电抗器Lp的电感值：

LpL2(LDNLT)(mH) 式中 N——系数，三相桥取2，其余取1。 (2) 均衡电抗器选择:

限制环流所需的电抗器LR的电感值：

U2LRKRIR（mH）

式中 KR——计算系数，单相全控桥2.87，三相半

波1.46，三相全控桥0.693；

IR——环流平均值（A）;

U2——整流变压器二次侧相电压（V）。

实际串接的均衡电抗器LRA的电感值：

5.触发电路的选择；

二 .系统各主要参数的估计与计算

系统的许多参数，要靠现场实验测定。具备测试条件，当然很好。这里介绍的则是不具备测试条件时，如何进行估算的方法。

1. 最低限度须掌握的原始数据：实际上大体为电动机铭牌数据：

LRALRLT（mH）

PN——额定功率(W）,UN——额定电（V）,IN——额定电流(A）,nN——额定转速(r/min,）GDd2——电动机飞轮惯量(N•m2),或GD——系统运动部分的飞轮惯量（N•m)有GD1.25GD

2 .派生参数:

22d22PN——电动机效率UNINRa(0.5~0.6)(1)UN/IN——电枢绕组电阻）U2mRs1.5Udl——变流装置内阻（）2I2RRaRs——电枢回路总阻（）UN3LDKD10——电枢电感（mH)2pnNINLTKTUdlU2/IN——整流变压器漏感(mH)LP——平波电抗器电感（mH）L(LPLDNLT)10——电枢回路总电感（H)

3式中：m——每周期换流次数；

Udl——整流变压器短路电压比，在铭牌数

据标有，也可由电工手册查，一般约为0.05；

U2——整流变压器二次绕组相电压（V）; I2——整流变压器二次绕组相电流（A）。

UNINRaCe——电动机电势常数（V•min/r)nNCm30Ce/——电动机转矩系数（N•m/A)TlL/R——电枢回路电磁时间常数（s)GDRTm——电力拖动系统机电时间常数（s)375CeCm

式中：L——电枢回路总电感量（H）;

2R——电枢回路总电阻值（）。

3.系统参数

Ks——晶闸管整流器放大系数；

Ts——晶闸管整流器失控时间（s），可查表2-2； Ton——转速滤波时间常数（s）;

Toi——电流滤波时间常数（s）; nmax——系统最大运行速度（r/min）;

IdmaxIN——电动机允许最大电流（A）;

——电动机允许最大过载系数；

*Unmax——转速给定信号最大值（V）;

U*； imax——电流给定信号最大值（V）

*Unmax/nmax——速度反馈系数（Vs/min）;

Ui*max/Idmax——电流反馈系数（V/A）;

三 电流调节器和转速调节器的工程设计思路 转速、电流负反馈双闭环调速系统的组成

图3-2 转速、电流双闭环直流调速系统结构

ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机 TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器 为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用 P I 调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于下图。

两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不

饱和时，各变量之间有下列关系：

UUnnn0Ui*UiIdIdL*Ud0CenIdRCeUn/IdLRUc KsKsKs*n上述关系表明，在稳态工作点上， 转速 n 是由给定电压U*n决定的； ASR的输出量U*i是由负载电流 IdL 决定的；

控制电压 Uc 的大小则同时取决于 n 和 Id，或者说，同时取决于U*n 和 IdL。 转速反馈系数

电流反馈系数

*UnmnmaxUIdm*im

图2-22 双闭环调速系统的动态结构图 系统设计的一般原则：“先内环后外环”。即从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 （一）电流调节器的设计

电流调节器的设计分为以下几个步骤： 1.电流环结构图的简化：简化内容：（1）忽略反电动势的动态影响；（2）等效成单位负反馈系统：

（3）小惯性环节近似处理：由于Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为T∑i = Ts + Toi 简化的近似条件为

11ci3TsToi电流环结构图最终简化成图3-19c。

2.电流调节器结构的选择：从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-19c可以看出，采用 I 型系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超

调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。图3-19c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成

Ki(is1)WACR(s)is式中 Ki — 电流调节器的比例系数； i — 电流调节器的超前时间常数。 3.电流调节器的参数计算

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

式，其中

iTlKiKsKIiR则电流环的动态结构图便成为图3-20a所示的典型形

在一般情况下，希望电流超调量i < 5%，由表3-1，可选  =0.707，KI Ti =0.5，则

4.电流调节器的实现

1KIci2TiTlRTlRKi()2KsTi2KsTi

U*i —为电流给定电压； –Id —为电流负反馈电压；

Uc —电力电子变换器的控制电压。

RiKiR0iRiCi1ToiR0Coi4（二）转速调节器的设计

转速调节器的设计设计分为以下几个步骤： 1.电流环的等效闭环传递函数：电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图3-20a可知

KIs(Tis1)Id(s)1Wcli(s)*Ti21Ui(s)/1KIss1s(Tis1)KIKIWcli(s)11s1KI忽略高次项，上式可降阶近似为

近似条件

1KIcn3Ti式中 cn — 转速环开环频率特性的截止频率。 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为

1Id(s)Wcli(s)*1Ui(s)s1KI2.转速调节器结构的选择 转速环的动态结构

系统等效和小惯性的近似处理：和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为其和的惯性环节，其中

Tn1TonKI

转速环结构简化

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中（见图 3-22b），现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为

Kn(ns1)WASR(s)ns式中 Kn — 转速调节器的比例系数；  n — 转速调节器的超前时间常数。

这样，调速系统的开环传递函数为

R

Kn(ns1)KnR(ns1)Wn(s)

nsCeTms(Tns1)nCeTms2(Tns1)

令转速环开环增益为

KnRKNnCeTmKN(ns1)则Wn(s)2s(Tns1)转速环开环截止频率cnKN/1KNn

3.转速调节器参数的选择

转速调节器的参数包括 Kn 和 n。按照典型Ⅱ型系统的参数关系，由式(3-29) 再由式（3-30） 因此 式中选

4.转速调节器的实现

nhTnh1KN222hTn(h1)CeTmKn2hRTnh5

图3-23 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器 U*n —为转速给定电压， - n —为转速负反馈电压， U*i —调节器的输出是电流调节器的给定电压。

(三) 校验 1.近似条件校验：

nRnCn1TonR0Con4RnKnR011）晶闸管整流装置传递函数近似条件：ciKI3Ts

12)忽略反电动势变化对电流环动态影响条件:ci3 TmTl3 )电流环、转速环TiTsToi;TnTon1/KI近似处理条件：111KI；cnKNn ci3TsToi3TonId(s)1/4 )电流环闭环传递函数降阶处理*,Ui(s)(1/KI)s11KI 近似条件：转速环截止频率：cn3Ti

2.性能指标校验：

1）.ASR退饱和超调量计算：

CmaxnNTnn2(z)*CnTmb式中：Idm/IN;zIdL/IN;IdL为负载电流，空载起动时，IdL0,z0;nNINR/Ce;n*为稳态转速；当h5时，Cmax/Cb81.2%;故空载起动到额定转速时的退饱和超调量为：INRTnn281.2%CenNTm2）.起动时间计算

dnRnn设恒流起动时间为tq，则(INIdL) dtCeTmtqtq

CeTmn tstqR(INIdL)则空载起动到额定转速的调节时间为：

CeTmnNtstqRIN

3.MATLAB结构图仿真