清华大学《模拟电子技术基础》习题解答与答案

自测题

一、（1）√ （2）× （3）√ （4）× （5）√ （6）×

二、（1）A （2）C （3）C （4）B （5）A C

三、UO1≈1.3V UO2＝0 UO3≈－1.3V UO4≈2V UO5≈2.3V UO6≈－2V 四、UO1＝6V UO2＝5V

五、根据PCM＝200mW可得：UCE＝40V时IC＝5mA，UCE＝30V时IC≈6.67mA，UCE

＝20V时IC＝10mA，UCE＝10V时IC＝20mA，将改点连接成曲线，即为临界过损耗线。图略。

六、1、

IBVBBUBE26μARb

IC IB2.6mAUCEVCCICRC2VUO＝UCE＝2V。

2、临界饱和时UCES＝UBE＝0.7V，所以

IC IBVCCUCES2.86mARcIC28.6μA

RbVBBUBE45.4kIB七、T1：恒流区；T2：夹断区；T3：可变电阻区。

习题

1.1（1）A C （2）A （3）C （4）A 1.2不能。因为二极管的正向电流与其端电压成指数关系，当端电压为1.3V时管子会因电流过大而烧坏。

1.3 ui和uo的波形如图所示。

ui/V10Otuo/V10Ot 1

1.4 ui和uo的波形如图所示。

ui/V53O-3tuO/V3.7O-3.7t 1.5 uo的波形如图所示。

uI1/V30.3OtuI2/V30.3OtuO/V3.71Ot 1.6 ID＝（V－UD）/R＝2.6mA，rD≈UT/ID＝10Ω，Id＝Ui/rD≈1mA。

1.7 （1）两只稳压管串联时可得1.4V、6.7V、8.7V和14V等四种稳压值。 （2）两只稳压管并联时可得0.7V和6V等两种稳压值。 1.8 IZM＝PZM/UZ＝25mA，R＝UZ/IDZ＝0.24～1.2kΩ。

1.9 （1）当UI＝10V时，若UO＝UZ＝6V，则稳压管的电流为4mA，小于其最小稳定电流，所以稳压管未击穿。故 UORLUI3.33V

RRL 当UI＝15V时，由于上述同样的原因，UO＝5V。 当UI＝35V时，UO＝UZ＝5V。

（2）IDZ(UIUZ)R29mA＞IZM＝25mA，稳压管将因功耗过大而损坏。 1.10 （1）S闭合。

（2）Rmin(VUD)IDmax233，Rmax(VUD)IDmin700。

2

1.11 波形如图所示。

uI/V630uO1/V30ttuO2/V30t 1.12 60℃时ICBO≈32μA。

1.13 选用β＝100、ICBO＝10μA的管子，其温度稳定性好。 1.14

1.01mA5mA(a)(b) 1.15 晶体管三个极分别为上、中、下管脚，答案如表 T1 T2 T3 T4 管号 e c e b 上 b b b e 中 c e c c 下 PNP NPN NPN PNP 管型 Si Si Si Ge 材料 1.16 当VBB＝0时，T截止，uO＝12V。 当VBB＝1V时，T处于放大状态。因为

T5 c e b PNP Ge T6 b e c NPN Ge IBQVBBUBEQRbVBBUBEQRb60μA，ICQ IBQ3mA，uOVCCICQRC9V

当VBB＝3V时，T处于饱和状态。因为

IBQ160μA，ICQ IBQ8mA，uOVCCICQRC＜UBE

1.17 取UCES＝UBE，若管子饱和，则 VCCUBEVCCUBER，Rb RC，所以b100管子饱和。

RbRCRC 1.18 当uI＝0时，晶体管截止，稳压管击穿，uO＝－UZ＝－5V。

当uI＝－5V时，晶体管饱和，uO＝0.1V。因为

IBICuIUBE480μARb IB24mA

3

UECVCCICRC＜VCC

1.19（a）可能 （b）可能 （c）不能 （d）不能，T会损坏。 （e）可能 1.20 根据方程

iDIDSS(1uGS2)

UGS(th)逐点求出确定的uGS下的iD，可近似画出转移特性和输出特性。在输出特性中，将各条曲线上uGD＝UGS（off）的点连接起来，便为予夹断线。 1.21

1.22 过uDS为某一确定值（如15V）作垂线，读出它与各条输出特性的交点的iD值；建立iD＝f（uGS）坐标系，根据前面所得坐标值描点连线，便可得转移特性。

1.23 uI＝4V时T夹断，uI＝8V时T工作在恒流区，uI＝12V时T工作在可变电阻区。

1.24 （a）可能 （b）不能 （c）不能 （d）可能

2章

第二章 基本放大电路

自测题

一、（1）× （2）√ （3）× （4）× （5）√ （6）× （7）× 二、（a）不能。因为输入信号被VBB短路。 （b）可能

（c）不能。因为输入信号作用于基极与地之间，不能驮载在静态电压之上，必然失真。 （d）不能。晶体管将因发射结电压过大而损坏。

（e）不能。因为输入信号被C2短路。

（f）不能。因为输出信号被VCC短路，恒为零。

（g）可能。 （h）不合理。因为G-S间电压将大于零。 （i）不能。因为T截止。

(VCCUCEQ) IBQ 3 三、（1）(VCCUBEQ)IBQ 565 ； （2）UoUi -120 ；RL'Uo 0.3

RC＋RL 四、（1）A （2）C （3）B （4）B 五、（1）C，D E （2）B （3）A C D （4）A B D E （5）C （6）B C E，A D 六、

4

习题

2.1 e b c 大 大 中 大 c b c 小 大 大 小 b e c 大 小 小 大

2.2（a）将－VCC改为＋VCC 。 （b）在＋VCC 与基极之间加Rb。 （c）将VBB反接，且加输入耦合电容。

（d）在VBB支路加Rb，在－VCC与集电极之间加Rc。

2.3 图P2.3所示各电路的交流通路；将电容开路即为直流通路，图略。

.UiR1R2R3.Uo.UiR1R4.Uo(a)(b).UiR2R3R4.Uo.UiRL(d).Uo(c) 2.4空载时：IBQ＝20μA，ICQ＝2mA，UCEQ＝6V；最大不失真输出电压峰值约为5.3V。

带载时：IBQ＝20μA，ICQ＝2mA，UCEQ＝3V；最大不失真输出电压峰值约为2.3V。 2.5（1）× （2）× （3）× （4）√ （5）× （6）× （7）× （8）√

（9）√ （10）× （11）× （12）√

2.6 （1）6.4V （2）12V （3）0.5V （4）12V （5）12V 2.7

Q：IBQVCCUBEQRbUBEQR22μA ICQ IBQ1.76mA空载时：UCEQVCCICQRc6.2V， rberbb'(1) Au26mV1.3kIEQ

 Rcrbe308 RiRb∥rberbe1.3k Ausrbe93AuRsrbe RoRc5k 5

RL3k时：UCEQ Au Aus' RLRLICQ(Rc∥RL)2.3VRcRL

rbe115rbe47AuRsrbe 2.8（a）饱和失真，增大Rb，减小Rc。 （b）截止失真，减小Rb 。 （c）同时出现饱和失真和截止失真，增大VCC。

2.9 （a）截止失真 （b）饱和失真 （c）同时出现饱和失真和截止失真

2.10 （1）

ICQ IBQVCCUCEQRcICQ2mA

20μA565kRb（2）

VCCUBEQIBQ

'U R'oLA100 A RL1kuuUirbe111 RL1.5kRcRLUCEQUCES2'ICQRL

2.11 空载时，Uom3.28V

RL3k时，Uom2.12 ② ① ② ① ③

③ ② ① ③ ① ③ ③ ① ③ ③ 2.13（1）静态及动态分析：

22.12V

6

UBQIBQUBQUBEQRb1VCC2V IEQ1mARb1Rb2RfReIEQ10μA UCEQVCCIEQ(RcRfRe)5.7V26mV2.73kIEQ

1 rberbb'(1)(Rc∥RL)7.7Aurbe(1)RfRiRb1∥Rb2∥[rbe(1)Rf]3.7kRoRc5k≈－1.92。 减小，A(2) Ri增大，Ri≈4.1kΩ；Auu 2.14 Q:IBQVCCUBEQR1R2(1)Rc ICQ IBQ UCEQVCC(1)IBQRc

R2∥R3 Rr∥R RR∥R Auibe1o23rbe2.15 Q点：

IBQ(R2VCCUBEQ)[R2∥R3＋(1＋)R1]R2R3

ICQ IBQ UCEQVCCICQRcUBEQ 动态：

 R4 RR∥rbe RR Aui1o4rbe1 2.16

IBQ1VCCUBEQ1R1R2UBEQ1R3 ICQ2 ICQ1 IBQ1UCQ2VCC ICQ2R4UBQ2R2(VCCUBEQ1)UBEQ1R1R2

UCEQ1UBQ2－UBEQ2UCEQ2UCQ2－UBQ2UBEQ2Au11rbe21221R4 AAA Au2uu1u2rbe1rbe2RiR2∥R3∥rbe1 RoR41 A1 图略。 2.17 Au1u2

7

2.18 （1）求解Q点：

IBQVCCUBEQRb(1)Re32.3μA

IEQ(1)IBQ2.61mAUCEQVCCIEQRe7.17V （2）求解电压放大倍数和输入电阻：

RL：RiRb∥[rbe(1)Re]110k Au

(1)Re0.996rbe(1)Re(1)(Re∥RL)0.992rbe(1)(Re∥RL)Rs∥Rbrbe37

1RL3k：RiRb∥[rbe(1)(Re∥RL)]76k Au

（3） 求解输出电阻：RoRe∥

2.19 (1)

Q：IBQVCCUBEQRb(1)Re31μA ICQ IBQ1.86mA UCEQVCCIEQ(RcRe)4.56V

rberbb'(1)26mV952IEQ

RiRb∥rbe952(Rc∥RL)95 Aurbe RoRc3k(2)

RiUs3.2mVRsRiU304mVUoAuiUi若Ce开路，则 RiRb∥[rbe(1)Re]51.3k

Rc∥RL1.5AuReRiUs9.6mVRsRiU14.4mVUoAuiUi

8

2.20（a）源极加电阻RS。 （b）输入端加耦合电容，漏极加电阻RD。

（c）输入端加耦合电容 （d）在Rg支路加－VGG，＋VDD改为－VDD

2.21 （1）在转移特性中作直线uGS＝－iDRS，与转移特性的交点即为Q点；读出坐标值，得出IDQ＝1mA，UGSQ＝－2V。

在输出特性中作直流负载线uDS＝VDD－iD（RD＋RS），与UGSQ＝－2V的那条输出特性曲线的交点为Q点，UDSQ≈3V。 （2）gmiDuGSUDS2UGS(off)IDSSIDQ1mA/V

gR5 R1M RR5k AumDioD2.22 （1）求Q点：UGSQ＝VGG＝3V

从转移特性查得，当UGSQ＝3V时，IDQ＝1mA，UDSQ＝VDD－IDQRD＝5V （2）求电压放大倍数：

gm2UGS(th)IDQIDO3mAV

gR20AumD 2.23

Augm(RD∥RL) RiR3R1∥R2

R0RD 2.24 （a）× （b）× （c）NPN型管，上-集电极，中-基极，下-发射极。

（d）× （e）× （f）PNP型管，上-发射极，中-基极，下-集电极。 （g）NPN型管，上-集电极，中-基极，下-发射极。

第三章 多级放大电路

自测题

一、（1）× （2）√√ （3）√× （4）× （5）√ 二、（1）A A （2）D A （3）B A （4）D B （5）C B 三、（1）B D （2）C （3）A （4）A C （5）B （6）C 四、（1）IC3＝（UZ－UBEQ3）/ Re3＝0.3mA IE1＝IE2＝0.15mA

（2）减小RC2。

当uI＝0时uO＝0，ICQ4＝VEE / RC4＝0.6mA。

9

IRC4IC2IB40.14mARC2

IE4RE4UBEQ4IRC27.14krbe2 26mVrbb'(1)10.7kIEQ2rbe4rbb'(1)26mV2.74kIEQ4Rc2∥[rbe4(1)Re4]16.5Au12 rbe2 Au2 Rc418rbe4(1)Re4

AA297Auu1u2习题

3.1 （a）共射，共基 （b）共射，共射 （c）共射，共射 （d）共集，共基

（e）共源，共集 （f）共基，共集

3.2 图（a）

1R2∥[rbe2(12)R3](12)R3AuR1rbe1rbe2(12)R3 RiR1rbe1

RoR3∥ 图（b）

rbe2R212Au(11)R2∥R3∥rbe2R(24)rbe1(11)(R2∥R3∥rbe2)rbe2

RiR1∥[rbe1(11)(R2∥R3∥rbe2)]RoR4 图（c）

2R31R2∥[rbe2(12)rD[A]uR1rbe1rbe2(12)rD RiR1rbe1

RoR3 图（d）

[g(R∥R∥R∥r)](2R8)Aum467be2rbe2 RiR3R1∥R2

RoR8

10

3.3 （1）（d）（e） （2）（c）（e） （3）（e） 3.4 图（a）

Au11rbe212rbe12R3125Au2rbe2AA125 Auu1u2RiR1∥R2∥rbe10.93kRiR33k 图（b）

1(R1∥rbe2)50Au1rbe12R442Au2rbe2AA2100 Auu1u2Ri(R5R2∥R3)∥rbe11.2kRiR41k 3.5 图（c）

1(R3∥rbe2)62Au1rbe12R4107Au2rbe2AA6634 Auu1u2RiR1∥rbe11.5kRiR42k 图（e）

gR∥[r(1)R]gR6Au1m2be4m2(1)R41rbe(1)R4AA6 Auu1u2Au2RiR110MRoR4∥ 3.6

rbeR2431 11

(1) AduOuI(Rcrbe2rbeRW)2uI uC2 

(2) uC1 (RcRW) Rc2rbeuI

uOuC1uC2 Ad 3.7

uOuI(RcrbeRW)2VEEUBEQRW2IEQReVEE，IEQ0.517mAR2W＋2Re226mVrberbb'(1)2.66kIEQ

UBEQIEQ97RWrbe(1)2Ri2rbe(1)RW10.4k

3.8

Ad RcuIC

uIduI1uI215mV2uI1uI210mVAd Rc2rbe

67uOAduId0.67V 3.9 （1） RLRc∥RL6.67k VCC''RLVCC5V

RcRLIEQVEEUBEQ2Re'0.265mA' UCQ1VCCICQRL3.23V

UCQ2VCC15V （2） △uO＝uO－UCQ1≈－1.23V

12

rberbb'(1)Ad uI' RL26mA5.1kIEQ32.7

2(Rbrbe)uO37.6mVAduOAduI0.327VuOUCQ1uO2.9V 3.10

RL)2 Ad

rbe1(11)rbe212(Rc∥Ri2[rbe1(11)rbe2]3.11 Ad＝－gmRD＝－40 Ri＝∞ 3.12 Ad

3.13

1gm RD1600 Ri＝∞ 21R2∥[rbe4(14)R5Au12rbe14R6∥[rbe4(14)R5Au22rbe1 Au3(15)R7rbe5(15)R7AAAuu1u2Au2rbe5R615

RoR7∥ 3.14 （1）

Uo

VCCUCEQ2u7.78V

UUio77.8mVA 13

（2） 若Ui＝10mV，则Uo＝1V（有效值）。

若R3开路，则uo＝0V。若R3短路，则uo＝11.3V（直流）。

第五章 放大电路的频率响应

自测题

一、（1）A （2）B A （3）B A （4）C C 二、（1）静态及动态分析估算：

IBQVCCUBEQRb22.6μAIEQ(1)IBQ1.8mAUCEQVCCICQRc3Vrb'erbb'(1)

26mV1.17kIEQrberbb'rb'e1.27kRirbe∥Rb1.27kgmAusIEQUT69.2mA/V

rRib'e(gmRc)178RsRirbe （2）估算Cπ：

‘fT C02πrb'e(CπCμ)02πrb'efTCμ214pF

'CC(1gmRc)Cμ1602pF（3）

Rrb'e∥(rb'bRs∥Rb)rb'e∥(rb'bRs)567 fH1175kHz'2πRCπ114Hz2π(RsRi)C

fL （4）20lgAusm45dB，频率特性曲线略。

三、（1）60 103

14

（2）10 10

103100jf （3） 或10fffff(1)(1j4)(1j5)(1j)(1j4)(1j5)jf1010101010习题

5.1（1）

1 ① ①

2π(RSRb∥rbe)C11 ① ① ① ③

2π[rb'e∥(rbb'Rb∥RS)]C' （2）

 5.2 Au(1 5.3

3210f)(1j5)jf10或Au3.2jf

ff(1j)(1j5)10102100－10f A或Auu110fff(1)(1)(1j)(1jf)(1j)(1j)55jfjf102.5102.510 5.4 （1）直接耦合；

（2）三级；

（3）当f＝104Hz时，φ’＝－135o；当f＝105Hz时，φ’＝－270o 。

'3f10 5.5 A fHH131kHz uf31.13(1j)2.5105 5.6 （1）

Au

100j(1jf10Aumff)(1j5)1010 100fL10HzfH105Hz （2）图略。

15

5.7

Au

103jAum fff(1j)(1j4)(1j)55102.510

103 f5fL5Hz fH104Hz 图略。

5.8 （1）（a） （2）（c） （3）（c） 5.9

RRe∥

rbeRs∥RbrbeRs20111fL80Hz2πRCe

5.10（1）C1（Rs＋Ri）＝C2（Rc＋RL），C1 : C2＝5 : 1。

（2）

C1C2RsRi12.5μF 2.5μ FRcRL

16.4Hz2πfL1.12fL110HzfL1fL2 5.11 Ausm减小，因为在同样幅值的Ui作用下，Ib将减小，Ic随之减小，Uo必

然减小。

fL减小，因为少了一个影响低频特性的电容。

fH减小，因为Cπ会因电压放大倍数数值的减小而减小。 5.12

'RRe∥

rbeRs∥RbrbeRs20111Ce133μF2πRfL

5.13 （1）

16

fL

（2）

12π(RsRi)12π(Rsrbe)5.3Hz

rb'erberb'b0.9kfH gm11316kHz''2π[rb'e∥(rb'bRb∥Rs)]Cπ2π[rb'e∥(rb'bRs)]CπIEQUT77mA/V

Ausmrrb'eRi''b'e(gmRL)(gmRL)76RsRirbeRsrbe20lgAusm37.6dB 图略。

5.14

AusmfL'Ri''(gmRL)gmRL12.4RsRi116Hz2πRsCs' CGSCGS(1gmRL)CGD72pF

fH111.1MHz''2π(Rs∥RG)CGS2πRsCGS12.4(jf)16Ausff(1j)(1j)6161.1105.15

gR'20AummL''CGSCGS(1gmRL)CGD88pF fL10.796Hz2π(RDRL)C1904Hz'2πRGCGS

fH 图略。

5.16

17

AA(1) Auu1u2 (2) fL50Hz50f2fff(1j)(1j)(1j5)245010

111.125，fH64.3kHzfH10 （3）折线画法，低频段有两个拐点，f＜4Hz时幅频特性的斜率为40dB/十倍频，4Hz

＜f＜50Hz时幅频特性的斜率为20dB/十倍频；高频段有一个拐点，f＞105Hz时幅频特性的斜率为－40dB/十倍频。图略。 5.17 （1）Ce

＞A，所以C’＞C’。R∥R∥R＞R∥R，C’所在回路的 （2）因为Au2u1π2π12341sπ2'τ大于Cπ1所在回路的τ，第二级的上限频率低。

60dB。在折线化幅频特性中，频率小于10Hz时斜率为＋40dB/十 5.18 20lgAu倍频，频率大于105Hz时斜率为－40dB/十倍频。在折线化相频特性中，f＝10Hz时相移为＋90o，f＝105Hz时相移为－90o。

第六章 放大电路中的反馈

自测题

一、（1）× （2）√ （3）× （4）√ 二、（1）B （2）C （3）A （4）D 三、（a）电流串联负反馈。FR1R3R1R2R3R AufLR1R2R3R1R3RR （b）电压并联负反馈。Auf211 （c）电压串联负反馈。Auf （d）正反馈。

四、（1）应引入电压串联负反馈。

1 （2）因AuRf20 ，故 Rf190k 。 R140dB，'180；F＜0，则需 五、因为f＝105Hz时，20lgA为使此时20lgAA＜－40dB，即F＜ 20lgF102

18

习题

6.1 （1）B B （2）D （3）C （4）C （5）A B B A B

6.2 （1）A （2）B （3）C （4）D （5）B （6）A 6.3 （1）× （2）× （3）√ （4）×

6.4 （a）直流负反馈 （b）交、直流正反馈 （c）直流负反馈 （d）、（e）、（f）、（g）、（h）均引入交、直流负反馈 6.5 （a）交、直流负反馈 （b）交、直流负反馈 （c）RS引入交、直流负反馈，C2引入交流正反馈。 （d）、（e）、（f）均引入交、直流负反馈。

（g）R3和R7引入直流负反馈，R4引入交、直流负反馈。

II1 6.6 （d）电流并联负反馈 FfoUU （e）电压串联负反馈 FfoR1

R1R2UU1 （f）电压串联负反馈 FfoUU （g）电压串联负反馈 FfoUU （h）电压串联负反馈 FfoR1

R1R2R1

R1R3IU1R 6.7 （a）电压并联负反馈 FfoIU1R （b）电压并联负反馈 Ffo4II （e）电流并联负反馈 FfoR2

R1R2R1

R1R4R2R9

R2R4R9UU （f）电压串联负反馈 FfoUI （g）电流串联负反馈 Ffo 6.8

19

RRUIIRooL(d) AufoLLRRR1UIIii1f1UURo(e) Aufo12R1UUifUUo (f) Auf o1UUifUURo(g) Aufo12R1UUifUURo(h) Aufo13R1UUif 6.9

(R∥R)UIRRoL(e) Ausfo4(11)LRR2RsUIifsUURoo14 (f) AufR1UUif

(R∥R∥R)UI(RR4R9)(R7∥R8∥RL)o8L(g) Aufo7－2R2R9UUif 6.10（d）输入电阻减小，输出电阻增大。（e）～（h）输入电阻增大，输出电阻减小。

6.11（a）输入电阻减小，输出电阻增大。 （b）输入电阻减小，输出电阻减小。

（c）输入电阻增大，输出电阻增大。 （e）输入电阻减小，输出电阻增大。 （f）输入电阻增大，输出电阻减小。 （g）输入电阻增大，输出电阻增大。 6.12 电压串联负反馈 无穷大 11 11 1 14 14 1

6.13 若uB1= uB2增大，则产生下列过程：

uB1= uB2↑→uC1= uC2↓(uB4= uB5↓)→iE4=iE5↓→uR5↓(uB3↓)→iC3↓→uR1↓ uC1= uC2↑← 6.14 （1）Af≈1/F＝500

（2）Af相对变化率为A的相对变化率的

6.15

1，约为0.1％。

1＋AFF10%100A0.1%F＞＞110.05 1，所以F AAf20FAA2000F 6.16 UO的调节范围约为

R1R2R3RR2R3RR2R3RR2R3UZ~1UZ，即16V~16V

R1R2R1R1R2R120

的上限值为103。 的上限值为－60dB，即F6.17 反馈系数20lgF－

6.18

(1)iI-+AR(4)+-R1R2AuOiI+-R1ARLR2+uO-RuO(2)uI+-ARL+uO-(3)uI 6.19 （1）引入电流串联负反馈，通过电阻Rf将三极管的发射极与T2管的栅极连接起来。

（2）

F

R1RfR1RfR6R1RfR6，代入数据10＋Rf＋1.510，所以AfR1Rf101.55

Rf＝18.5kΩ

6.20（1）一定会产生自激振荡。因为在f＝103Hz时附加相移为－45o，在f＝104Hz时

附加相移约为－135o，在f＝105Hz时附加相移约为－225o，因此附加相移为－180o的频

F＞0，故一定会产生自激振荡。 率在104Hz～105Hz之间，此时A （2）加消振电容，在晶体管T2的基极与地之间。

（3）可在晶体管T2基极和集电极之间加消振电容。因为根据密勒定理，等效在基极与地之间的电容比实际电容大得多。

6.21 （a）C2到R3，提高输入电阻，改善跟随特性。

（b）C2到R3，提高第二级跟随范围，增大放大倍数，使输出的正方向电压有可能高于电源电压。

1 6.22 （1）Au （2）

.UiRf RIi1ro.Uo.Ui.Un

RR21 UIrU （因为ro很小） Uniioij CU （参阅P297～P298） IioUU(RR)UUUioiifIioj CUoRRfRRfRf(RR)1j RfCUfUo()iRfRRf

1Uo(1Rf)AuR1j RfCUi所以 fH12πRfC 6.23 （a）反馈放大电路的基本放大电路如下图所示，因此

uIR-RfRi+ARfuORirid∥RfRoro∥RfAuOiIuOAod(rid∥Rf)uirid∥RfFiF1uORf11Aod(rid∥Rf)RfRf1AF1Aod(rid∥Rf)AfAod(rid∥Rf)1Aod(rid∥Rf)Rifrid∥RfAod(rid∥Rf)Rof

1RfRfAod(ro∥Rf)(ridRf)Aodrid

1Rf1Rfro∥RfAod(rid∥Rf)若rid＞＞Rf，ro＜＜Rf，则A－AodRf，RiRf，Roro，AfAodRf，RifAodRf，RofroAod。1Aod 22

整个电路的输入电阻约为（R＋Rf /Aod）。

（b）反馈放大电路的基本放大电路如下图所示，因此

R-+RfuIARfRuORiridR∥Rf Roro∥(RRf)uIuId AridR∥RfriduOridAodrR∥RfridR∥RfuIdidrid

uOuIFuFRuORRfridridRRAodridR∥RfRRfridR∥RfRRf1AF1AodridridR∥RfAfridR1AodridR∥RfRRfAod Rif(ridR∥Rf)AodridrRRAodidridR∥RfRRfRRf

Rofro∥(RRf)r∥(RRf)ridR∥RfRRforidRAodridRAodridR∥RfRRf 23

若rid＞＞R∥Rf，ro＜＜(RRf)，则 Ririd Roro AAod AFAod Af

RRRf

Aod1AodRRRfArRR)odidRRfRRfroRRfAodR Rifrid(1Aod Rofro1AodRRRf第七章 信号的运算和处理

自测题

一、（1）√ （2）× （3）√ （4）× 二、（1）C （2）F （3）E （4）A （5）C （6）D 三、（1）带阻 （2）带通 （3）低通 （4）有源 四、

(a) uO1Rf( uO

uI1uI2RfR4)(1)uI3R1R2R1∥R2R3R4(b) uO21uO1dtRCR'RR22uI3uO3kuOR1R4R4R2R4uIkR1R3

uO习题

7.1 （1）反相 同相 （2）同相 反相 （3）同相 反相 （4）同相 反相

7.2 （1）同相比例 （2）反相比例 （3）微分 （4）同相求和 （5）反相求和 （6）乘方

7.3 uO1＝(－Rf /R) uI＝－10 uI uO2＝(1+Rf /R ) uI＝11 uI uI/V 0.1 0.5 1 1.5 uO1 －1 －5 －10 －14 uO2 1.1 5.5 11 14 7.4 可采用反相比例运算电路，电路形式如图P7.3(a)所示。R＝20kΩ，Rf＝2MΩ。

24

7.5 由图可知Ri＝50kΩ，uM＝－2uI。

iR2iR4iR3即uMuMuMuOR2R4R3

uO52uM104uI7.6 （1）uO＝－2 uI＝－4V （2）uO＝－2 uI＝－4V （3）电路无反馈，uO＝－14V 。

（4）uO＝－4 uI＝－8V 7.7 （1）1 0.4 （2）10

7.8 （a）uO＝－2 uI1－2 uI2＋5 uI3 （b）uO＝－10 uI1＋10 uI2＋uI3

（c）uO＝8（ uI2－uI1） （d）uO＝－20 uI1－20 uI2＋40 uI3＋uI4 7.9 因为均有共模输入信号，所以均要求用具有高共模抑制比的集成运放。 7.10 （a）uIC＝uI3 （b）uIC

（c）uIC101uI2uI3 11118401uI2 （d）uICuI3uI4 94141 7.11 IL≈UZ / R2＝0.6mA

7.12 （1）uO2＝uP2＝10（ uI2－uI1） uO＝10（1＋R2 /R1）（ uI2－uI1）或uO＝10（RW /R1）（ uI2－uI1） （2）uO＝100mV

（3）uO＝10（10 /R1min）（ uI2max－uI1min）V=14V，R1min≈71kΩ R2max＝RW－R1min≈（10－0.071）kΩ≈9.93 kΩ 7.13

(a) uMR3(uI1uI2)R1R2uI1uI2uMR1R2R5R3R4uI1uI2)()R5R1R2

iR4iR3iR5 uOuMiR4R4(R3R4(b) uO1(1 uOR3)uI1R1R5RRRRRuO1(15)uI25(13)uI1(15)uI2(15)(uI2uI1)R4R4R4R1R4R41 t2uIdtuO(t1)  tRC1 （c） uO＝10（uI1＋uI2＋uI3） 7.14 uO 当uI为常量时

11uI(t2t1)uO(t1)5u(tt1)uO(t1)7I2 RC1010 －100uI(t2t1)uO(t1)uO 若t＝0时uO＝0，则t＝5ms时uO＝－100×5×5×103V＝－2.5V。

25

－

当t＝15mS时，uO＝[-100×(-5)×10×103＋（－2.5）]V＝2.5V。因此输出波形为

u/V52.50-2.5551525－

t/mS35 7.15输出电压与输入电压的运算关系为uO＝100uI（t2－t1）＋ uI－uC（t1），波形如图下所示。

uI/Vt/mS51525350uO/V7.552.51-2.5t/mS 7.16 （a）uOR21uIuIdtuI100uIdt R1R1C （b）uORC1 （c）uOduIC1duuI103I2uI dtC2dt1uIdt103uIdt RC1uI1uI2()dt100(uI10.5uI2)dt CR1R2 （d）uO 7.17 （1）uO1＝uO－uI，uC＝uO，iC uOuO1uOuI RR11idtuIdt10uIdt CCRC（2）uO＝－10uIt1＝[－10×（－1）×t1]V＝6V，故t1＝0.6S。即经0.6秒输出电压达到

6V。

7.18

26

uO21uIdt2uIdt2 uOR1C

uOuIdt7.19（1）UA＝7V，UB＝4V，UC＝1V，UD＝－2V，uO＝2 UD ＝－4V。

（2）uO＝2 UD－uO3

uO311uAt7t436 R1C501010t28.6mS7.20

uI1uI2对数运算电路减法运算电路对数运算电路指数运算电路kuI1uI2

7.21 （1）上为“－”，下为“＋” （2）uOkuOuI2，uI1'RR'uO(0.1uOuI2)，所以

RRfRRf uO 7.22

'(a) uOR3(10(RRf)uI1

RuI2

RuuI1uI2u)kuOuI3 uO-3(I1I2)R1R2kuI3R1R2RRR(b) uO－4kuI24k2uI34uIR2R3R1

7.23 方框图如图7.3.9所示，N＝5时为5次方电路；N＝0.2时为5次幂电路。

7.24 （1）带阻滤波器 （2）带通滤波器 （3）低通滤波器 （4）低通滤波器 7.25 （a）高通滤波器 （b）高通滤波器 （c）带通滤波器 （d）带阻滤波器 7.26 将两个滤波器串联，图略。 7.27

(a) Au(s)

sR2C ， 为高通滤波器。1sR1C(a) Au(s)R21， 为高通滤波器。R11sR2C

7.28 uO1：高通。uO2：带通。uO2：低通。 7.29 参阅P362～P363。

7.30

27

2，所以Q＝1，因为AAupu 因为 f0fpffp2。1 ，代入数据，得出R160kΩ。2πRCR1R24R640kΩ 7.31 参阅7.5节。 7.32 略。

第八章 波形的发生和信号的转换

自测题

一、（1）√ （2）× （3）× （4）× 二、（a）加集电极电阻Rc及放大电路输入端的耦合电容。 （b）变压器副边与放大电路之间加耦合电容，改同铭端。

三、④、⑤与⑨相连，③与⑧相连，①与⑥相连，②与⑦相连。

四、（1）正弦波振荡电路 （2）同相输入过零比较器 （3）反相输入积分运算电路 （4）同相输入滞回比较器 五、图（b）中±UT＝±0.5 UZ。

(a)UZuO(b)uIUZuO0-UZ-UT0-UZUTuI六、（1）A1：滞回比较器；A2：积分运算电路。 （2）

uO1/V8uO/V-40-84 （3）uO（4）

1uO1(t2t1)uO(t1)2000uO1(t2t1)uO(t1) R4CuUZUTuO1uO2t0-UT-UZ 28

（5）减小R4、C、R1，增大R2。

习题

8.1 （1）√ （2）× （3）× （4）× （5）× （6）√ 8.2 （1）× （2）√ （3）√ （4）× （5）√ （6）×

8.3 （1）A （2）B （3）C

8.4 （1）B A C （2）B C A （3）B

8.5 （a）可能产生正弦波振荡。因为共射放大电路输出电压和输入电压反相（φA＝－180o），而三级移相电路为超前网络，最大相移为＋270o，因此存在使相移为＋180o（φF＝＋180o）的频率，即存在满足正弦波振荡相位条件的频率f0（此时φA＋φF＝0o）；且在f＝

F＞1，故可能产生正弦波振荡。 f0时有可能满足起振条件A（b）可能产生正弦波振荡。因为共射放大电路输出电压和输入电压反相（φA＝－180o），而三级移相电路为滞后网络，最大相移为－270o，因此存在使相移为－180o（φF＝＋180o）的频率，即存在满足正弦波振荡相位条件的频率f0（此时φA＋φF＝－360o）；且在f＝f0时

F＞1，故可能产生正弦波振荡。 有可能满足起振条件A8.6 （1）不能，因为不存在满足相位条件的频率。

（2）可能，因为存在满足相位条件的频率，且有可能满足幅值条件。 8.7 （1）根据起振条件RfRW＞2R，RW＞2kΩ。 （2）求解振荡频率的范围。

''f0max

11.6kHz2πR1C1145Hz2π(R1R2)C6.36V

f0max8.8 （1）Uo（2）f01.5UZ219.95Hz

2πRC 8.9 （1）上“－”下“＋” （2）输出严重失真，几乎为方波。 （3）输出为零。

输出为零。 （5）输出严重失真，几乎为方波。

超前输入电压 8.10（1）在特定频率下，由A2组成的积分运算电路的输出电压UO290o，而由A1组成的电路的输出电压U滞后输入电压U90o，因而U和U互为UO1O1O2O1O2依存条件，即存在f0满足相位条件。在参数选择合适时也满足幅值条件，故电路在两个集成

运放的输出同时产生正弦和余弦信号。

（2）解方程组：

29

R1UUUP1N1O1RR12UUUUP1O1P1O1j C U P11RR43UO1UO2j R5C2可得正实根，求出f012πRC。

（3） UO2max＝UZ＝6V

πf0对方程组中的第三式取模，并将022π2πRC代入可得UO1，故2UO2UO1max2UO2max8.5V。

若uO1为正弦波，则uO2为余弦波。图略。

8.11 （a）原边线圈上端和副边线圈上端为同铭端。 （b）原边线圈上端和副边线圈下端为同铭端。 （c）原边线圈下端和副边线圈下端为同铭端。 （d）原边线圈左端和副边线圈右端为同铭端。 图略。

8.12 （a）可能 （b）不能 （c）不能 （d）可能

8.13 （b）加耦合电容。 （c）加耦合电容，改同铭端。

8.14（a）选频网络：C和L；正反馈网络：C2和RW；负反馈网络：C和L。满足相位条件。

（b）选频网络：C2和L；正反馈网络：C2和L；负反馈网络：R8 。满足相位条件。 8.15

uO/V8uO/V56uO/V-30-8uI/V0-0.204uI/VuI/V-6(a)uO/V603.5-65.5(b)uO/V5(c)uI/V-303uI/V-5(d)(e)

30

8.16 8.17 （1）A1工作在线性区（电路引入了负反

馈）；A2工作在非线性区（电路仅引入了负反馈）。

uI/V （2）uO1＝－iIR1＝－100iI 4

2 uO/V5 t0

uO1/V

uO1/V0 0.55.56 t-5 0uO/V

5-6

uO2/V

6iI/A

0t 5550

-5 -6 uO3/V6

t

0

8.18

uIUREF(2V)UTH(2V)uIUTL(0V)-+A-+A6VuO3+A-6VuO1uI-+uO210k6VAUREF10k(1.2V)

uUZuOuC

UT31 t0-UT-UZ 8.19 （1）T≈（R1＋R2）C ln3≈3.3mS （2）

8.20 三处错误：（1）集成运放“＋”“－”接反；（2）R、C位置接反；（3）输出限幅电路无限流电阻。

8.21 ①，②，③；①，①，②；①，②；③。 8.22

uO1uO1t0t0uO2t0uO2t0 RW2滑动端在最上端 RW2滑动端在最下端

8.23 （1）在A1组成的滞回比较器中：

令

R3R2uO2uO10R2＋R3R2＋R3R2UOM6VR3

得出 UT 在A2组成的积分运算电路中：

1uO2(t2t1)uO(t1) RCT20mSuO求解T1：

T1(UOM)1UTRC2

6uIT1600uI求解占空比： 

32

T16uI T12

（2）波形：

u/V1262.5uO1uO2t066--6-12uO3/V12t0-128.24

uO10uO2t0uO3t0uO4t0t正弦波uO1发生电路过零比较器uO2积分电路uO3uO4三角波变锯齿波电路 8.25 (a) uO uI (b) uO8.26 （1）波形

uORL uI R1t0uO1t0

（2）求解振荡频率：首先求出电压比较器的阈值电压，然后根据振荡周期近似等于积分电路正向积分时间求出振荡周期，振荡频率是其倒数。

33

UTUZ8V UT

1uITUTR1C

T f2UTR1CuIuI0.625uI2UTR1C 8.27 （1）T导通时，uN1＝uI /3。

1uI103 uO1(t1t0)uO1(t0)uI(t1t0)uO1(t0)

R2C345T截止时，

2uI1103 uO1(t2t1)uO1(t1)uI(t2t1)uO1(t1)

(R1R2)C345 （2） （3） 6uO/VuO1/Vu/V60-6uOuO1t-606-6 （4）

103TUTuIUT4521.08 T

uIf0.926uI 8.28

正弦波输入电压精密整流电路低通滤波器压控振荡电路计数、译码及显示电路 8.29 参照图P8.26、P8.27。

8.30 参阅P451～P452。

8.31 参阅P448、P452～P454。

34

第九章 功率放大电路自测题

一、（1）A （2）B （3）C （4）B D E （5）C 二、（1）消除交越失真。

（2）最大输出功率和效率分别为

Pom

(VCCUCES)22RLVCC16W

 （3）AuUomaxVCCUCES469.8%1R511.3，R1＝1kΩ，故R5至少应取10.3 kΩ。 11.3，且AuR2Ui1习题

9.1 （1）× （2）√ （3）× （4）× × √ （5）× × √ √

（6）× √ √

9.2 （1）C （2）B （3）C （4）C （5）A 9.3 （1）最大输出功率和效率分别为

Pom

(VCCUCES)22RL24.5W

πVCCUCES69.8%4VCC （2）最大功耗 PTmax0.2PoM20.2VCC6.4W

2RL （3）输入电压 UiUomVCCUCES29.9V

9.4 （1）UB1＝1.4V UB3＝－0.7V UB5＝－17.3V （2）ICQVCCUB11.66mA uIuB517.3V

R2 （3）若静态时iB1＞iB2，则应增大R3。

（4）采用如图所示两只二极管加一个小阻值电阻合适，也可只用三只二极管。

9.5 最大输出功率和效率分别为

35

Pom

(VCCUCES)22RL4W

πVCCUCES69.8%4VCC9.6 应引入电压并联负反馈，由输出端经反馈电阻Rf接T5管基极，图略。Rf ＝10 kΩ。

9.7 功放管的最大集电极电流、最大管压降、最大功耗分别为

ICmaxVCCUCESRL0.5A UCEmax2VCCUCES34V

PTmax2VCC0.21W2RL9.8 （1）最大不失真输出电压有效值

Uom （2）负载电流最大值 iLmaxRL(VCCUCES)R4RL2VCCUCES1.53A

R4RL8.65V

（3）最大输出功率和效率分别为

Pom

2Uom9.35W2RLπVUCESUR4CC64%4VCC

9.9 当输出短路时，功放管的最大集电极电流和功耗分别为

iCmax

VCCUCES26AR4πR42VCC2

PTmax46W 9.10 （1）uOmax13V ， Pom(uOmax2)210.6W

RL （2）引入电压串联负反馈。信号源两端接电路的两个输入端，且将接集成运放反相输入端一端接地；通过一个电阻Rf将集成运放的反相输入端和电路的输出端连接起来。图略。

RfU （3）根据Au1 o50， 求出Rf49k。R1Ui 9.11 （1）射极电位UE＝VCC /2＝12V；应调节R3。

36

（2）最大输出功率和效率分别为

Pom

1(VCCUCES)222.53W2RL

1VUCESπ2CC58.9%14VCC2 9.12 （1）UA＝0.7V UB＝9.3V UC＝11.4V UD＝10V （2）最大输出功率和效率分别为

Pom

1(VCCUCES)221.53W2RL

1VUCESπ2CC55%14VCC2 9.13 在图（a）所示电路中，在信号的正半周，经共射电路反相，输出级的输入为负半周，因而T2导通，电流从C4的正端经T2、地、扬声器至C4的负端；在信号的负半周，经共射电路反相，输出级的输入为正半周，因而T1导通，电流从＋VCC经T2、C4、扬声器至地。C2、R3起自举作用。

在图（b）所示电路中，在信号的正半周，经共射电路反相，输出级的输入为负半周，因而T3导通，电流从＋VCC经扬声器、C2、T3至地；在信号的负半周，经共射电路反相，输出级的输入为正半周，因而T2导通，电流从C4的正端经扬声器、T2至C4的负端。C2、R2起自举作用。

图（b）有误：T2管集电极应接＋VCC。 9.14 （1）uOuPuN'VCC12V uO0V 2 （2）最大输出功率和效率分别为

PomVCC62)25.06W2RL (πVCC658.9%4VCCRf30.4 R11 9.15 （1）Au （2）最大输出功率和效率分别为

37

Pom2211.4WRL πUOPP70.65%42VCC （3）输入电压有效值 Ui(UOPP)2UOPP22Au314mV

9.16 （1）UREF＝VCC /2＝7.5V uO1＝uO2＝7.5V （2）最大输出功率和效率分别为

Pom

2Uomax21W2RLπUomax68%4VCC

（3）输入电压有效值 UiUomax2Au0.46V

9.17 同题9.16（1）、（2）。

9.18 （1）OTL电路应取VCC＝20V，BTL电路应取VCC＝13V。 （2）OTL、OCL和BTL电路的最大输出功率分别为

Pom(OTL)VCCUCEmin)220.316W2RL((VCCUCEmin)22RL(VCC2UCEmin)22RL2.25W 1.27W Pom(OCL)Pom(BTL)9.19 （1）仅有负半周； （2）T1、T2将因功耗过大而损坏； （3）仅有正半周； （4）T2将因功耗过大而损坏； （5）uO＝VCC－UBE1≈14.3V （6）稍有交越失真。

9.20 （1）无输出； （2）功放管将因功耗过大而损坏；

（3）uO＝VCC－UBE1－UBE2≈16.4V （4）正、负半周不对称，正半周幅值小； （5）稍有交越失真。

第十章 直流电源

自测题

一、（1）× （2）√ （3）√ × （4）√ （5）× （6）√

38

二、（1）B （2）C （3）A （4）D

三、T1，R1、R2、R3，R、DZ，T2、Rc，R0、T3；

R1R2R3RR2R3(UZUBE2)，1(UZUBE2)

R2R3R3 四、（1）由于空载时稳压管流过的最大电流 IDZmaxIRmax所以电路不能空载。 （2）根据IDZminUImaxUZ52.5mA＞IZmax40mA

RUIminUZILmax

RUIminUZIDZmin32.5mA

R ILmax 根据IDZmaxUImaxUZILmin

RUImaxUZIDZmax12.5mA

R ILmin 五、（1）UOmin＝1.25V （2）因为UOmax(1R2)1.25V25V，R1240，所以R24.56k。 R1 （3）输入电压的取值范围为

UImin

UImaxUOmaxU12min31.1V0.9

UU12maxOmin37.5V1.1 六、1接4，2接6，5接7、9，3接8、11、13，10接12。

习题

10.1 （1）√ （2）√ （3）×

10.2 （1）√ （2）√ （3）√ （4）× √ 10.3 （1）A （2）C （3）C （4）B 10.4 （1）D （2）C （3）A （4）A 10.5 （1）UO(AV)0.9U2，U2UO(AV)0.916.7V

39

（2）整流二极管的参数为 IF＞1.1IL(AV)255mA

UR＞1.12U226V 10.6 （1）全波整流电路，波形略。 （2）UO(AV)0.9U2 IL(AV)0.9U2 RL （3）ID0.45U2 UR22U2 RL10.7 （1）两路输出电压分别为

UO1≈0.45（U21＋U22）＝31.5V UO2≈0.9U22＝18V

（2）D1的最大反向电压 UR＞2(U21U22)99V D2、D3的最大反向电压 UR＞22U2257V

10.8 （1）均为上“＋”、下“－”。 （2）全波整流。

（3）UO1（AV）＝－UO2（AV）≈0.9U21＝0.9U22＝18V （4）UO1（AV）＝－UO2（AV）≈0.45U21＋0.45U22＝18V 图略。 10.9 图（a）、（b）所示电路可用于滤波，图（c）所示电路不能用于滤波。原因略。 10.10 （1）C1上电压极性为上“＋”下“－”，数值为一倍压；C2上电压极性为右“＋”左“－”，数值为二倍压；C3上电压极性为上“＋”下“－”，数值为三倍压。负载电阻上为三倍压。 （2）C1上电压极性为上“－”下“＋”，数值为一倍压；C2上电压极性为上“＋”下“－”，数值为二倍压；C3、C4上电压极性均为右“＋”左“－”，数值均为二倍压。负载电阻上为四倍压。

10.11 （1）因为IZmax＝PZM /UZ＝40mA ，IL＝UZ /RL＝10～30mA，所以R的取值范围为

Rmax

UIminUZ400IZILmaxUImaxUZ360IZmaxILmin

Rmin （2）稳压系数为 SrrZUI0.136 RUZ 10.13 （1）基准电压 UR＝UZ＋UBE＝5V

（2）调整管发射极最大电流 IEmax＝UBE / R0≈140mA （3）调整管的最大管压降和最大功耗分别为

40

UCEmax＝UImax－UOmin＝20V PTmax≈IEmax UCEmax≈2.8W

10.14 （1）T1的c、e短路； （2）Rc短路； （3）R2短路； （4）T1的b、c短路； （5）R1短路。

' 10.15 （1）整流电路：D1～D4；滤波电路：C1；调整管：T1、T2；基准电压电路： R'、DZ、

R、DZ；比较放大电路：A；取样电路：R1、R2、R3。 （2）上“－”下“＋”。

（3）

R1R2R3RR2R3UZUO1UZ

R2R3R3' 10.16 因为IER1IDR2II'R2IOR2，IC≈IE，所以

ICR2'R'IO IO(12)IO4.5V R1R1R2)UREF1.25～16.9V R1 10.17 （1）输出电压的调节范围 UO(1 （2）输入电压取值范围

UIminUOmaxU12min20V UImaxUOminU12max41.25VR2UREF

R1R2

10.18 （a）基准电压 UR

R3R4R5RR4R5URUO3UR

R3R4R3 （b）UO＝UZ＋UREF＝（UZ＋1.25）V

'R2 （c）UOUREFUZUREF~(UREFUZ)

R2'UOUZUEB 10.19 （1）(a) IO (b) IOR1R（2）

41

(a) UOmaxUI(UZUEB)(UCES)12.3V IO86mA RLmaxUOmax143IO

(b) UOmaxUIU1217V IO100mA RLmax 10.20 参阅图10.6.2和10.6.4。

10.21 参阅图10.6.3。

UOmax170IO模拟电子电路读图

习题

11.1 （1）由于每个集成运放均引入了负反馈，根据“虚断” 和“虚短”可得下列关系式及微分方程：

uO1uO3

R3RuI3uO3R1R2R6R(8uO)R5R6R7R3R3R6R811udt(uuO)dtO1IR4CR4CR1R2R5R6R7

uOduOR3R6R8uOR3uI0dtR2R4R7(R5R6)CR1R4C （2）当参数选择合适时，输入合适uI，便可在输出得到模拟解uO。

11.2 （1）A1：反相比例运算电路；A2：半波精密整流电路；A3：二阶带通滤波器；T：等效成可变电阻。 （2）

uiR1反相比例运算电路精密整流电路低通滤波器uOrDS （3）当参数选择合适时，若ui幅值增大导致uO增大，则rDS减小，使得uO1、uO2减小，从而使uO减小，趋于原来数值。过程简述如下：

uI↑→uO↑→rDS↓→uO1↓→uO2↓

42

uO↑← 若ui幅值减小，则各物理量的变化与上述过程相反。 11.3 （1）uOR3R2∥rDSuI，uI增大时rDS减小。 R2R1R2∥rDS ( uO正半周)uO20 （2）半波整流， 。波形略。

uu ( u负半周)OOO2（3）uO3为直流信号，因为A3组成了二阶带通滤波器，因此uO3是uO2的平均值。

uI增大时uO应增大；因为只有uO增大rDS才会减小。 （4）调零。

11.4当uI变化20％时，uO变化0.1％。根据uOR3R2∥rDSuI，此时 R2R1R2∥rDS（

R3R2∥rDSR2∥rDS）变化0.5%，即变化0.5% 。 R2R1R2∥rDSR1R2∥rDS 11.5 （1）A1：文氏桥振荡电路；A2：反相比例运算电路；A2：C-AC（电容-交流电压）转换电路；A4：带通滤波器。 （2）

被测电容文氏桥振荡电路反相比例运算电路CXC-AC转换电路低通滤波器uO

（3）参考P576。 11.6 （1）f0 （2）uO21400Hz

2πRCR4RWuO1(0.01～0.03)uO3 R32 （3）Aπj f0RfCX u3 （4）f012πC1111()400Hz R10R11R125.03 11.7 （1）Au3 其余参阅11.3.4节。

11.8 （1）方框图

稳压电路1～220V50Hz电源变压器桥式整流电路电容滤波电路稳压电路2采样电阻UO2UO1 43 （2）输出电压调节范围为 UO1UO2R1R2UREF1.25~16.8V R1 因为在调节R2时，UO2的数值始终和UO1保持相等，故称之为“跟踪电源”。 11.9 （1）输出电压调节范围为 UO1UO2 （2）根据方程组 R1R2UREF1.25~16.8V R11.1UIUOminU12max

0.9UIUOmaxU12min输入电压的取值范围为22.1～37.5V。 （3）U2UI227V

10.10 （1）滤波。

（2）保护W117，使电路在断电时C3有一个放电回路，而不通过W117放电。

（3）在负载电流一定时，减小A的输出电流；或者说，在A的输出电流一定时，增大负载电流。

=================================================================== 《 完》

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