(12)实用新型专利
(10)授权公告号 CN 206023578 U(45)授权公告日 2017.03.15
(21)申请号 201621104090.X(22)申请日 2016.10.08
(73)专利权人 山东大学
地址 250061 山东省济南市历下区经十路
17923号(72)发明人 杜春水 王伟
(74)专利代理机构 济南圣达知识产权代理有限
公司 37221
代理人 张勇(51)Int.Cl.
H02M 3/156(2006.01)H02M 1/32(2007.01)
(ESM)同样的发明创造已同日申请发明专利
权利要求书1页 说明书5页 附图6页
CN 206023578 U(54)实用新型名称
一种改进型非隔离式高升压比直流变换器(57)摘要
本实用新型公开了一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，包括直流输入电源，所述直流输入电源正极连接两条支路，第一支路经过第一电容、第一二极管连接负载电容的一端，第二支路经过第一电感、第二电容连接负载电容的另一端；第二电容通过第二二极管与电源负极连接，且第二二极管与电源负极的连接处通过一个开关管与第一电感和第二电容的连接点连接，所述连接点与第一电容和第一二极管的连接点之间正接有第三二极管；负载电容的一端或两端设置有滤波电感。本实用新型能够有效抑制电流尖峰，系统鲁棒性良好、动态响应迅速。在光伏逆变器前级升压中具有广阔的应用前景。
CN 206023578 U
权 利 要 求 书
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1.一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：包括直流输入电源，所述直流输入电源正极连接两条支路，第一支路经过第一电容、第一二极管连接负载电容的一端，第二支路经过第一电感、第二电容连接负载电容的另一端；
所述第二电容通过第二二极管与电源负极连接，且第二二极管与电源负极的连接处通过一个开关管与第一电感和第二电容的连接点连接，所述连接点与第一电容和第一二极管的连接点之间正接有第三二极管；
负载电容的一端或两端设置有滤波电感。
2.如权利要求1所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述第一电容、第二电容和第一电感的量值根据电感伏秒平衡原理与电容安秒平衡原理求得。
3.如权利要求1所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述滤波电感滤出尖峰电流，其值小于第一电感。
4.如权利要求1所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述负载电容的两端均设置有滤波电感时，两个滤波电感的电感值为负载电容一端设置滤波电感时的所述滤波电感的电感值的一半。
5.如权利要求1所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述开关管为场效应管。
6.如权利要求5所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述开关管的栅极和源极之间连接有峰值电流控制器。
7.如权利要求1所述的一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，其特征是：所述负载电容两端设置有电压采集器，所述电压采集器连接有比较器，所述比较器的输出端连接补偿器，所述补偿器的输出端与峰值电流控制器的输入端。
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说 明 书
一种改进型非隔离式高升压比直流变换器
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技术领域[0001]本实用新型涉及一种改进型非隔离式高升压比直流变换器。
背景技术[0002]在光伏发电系统中，光伏电池板是将太阳能转换为电能的部件，其输出电压一般在25V～45V之间，远低于并网逆变器所需的直流侧电压。在传统方式下，为了能够满足并网所需的电压，一般将多块光伏电池板串联作为逆变器的输入。但是由于光伏电池板的差异性、部分阴影遮挡的等因素，导致光伏阵列的输出能量大大降低。[0003]近年来，为解决光伏电池板串联输出功率低的问题，越来越多的学者提出使用光伏电池板并联作为系统的输入。由于光伏电池板的输出电压远低于并网所需的直流电压，所以需要一个高升压比的直流变换器将光伏电池板的输出的电压进行升高。传统的升压电路有Boost电路、三电平Boost电路等，但在高升压比情况下，开关管占空比接近1，变换器效率低下。[0004]在隔离式应用中，可选用高匝比的变压器实现高升压比，但是变压器漏感大，会产生较大的尖峰电压，增大器件开关应力，并降低效率。在非隔离型变换器中采用多级升压结构也能实现高升压比，但系统效率为各级效率的乘积，因此总体效率会受到限制。利用开关电容网络实现高升压比是一种有效的措施，但其存在很大的冲击电流，易发生器件损坏、电磁兼容性差等问题。[0005]现有技术通常结合开关电容变换器电压传输比高和非隔离型输出电压可控的优点，进行组合，其基本思路为：引入开关电容，在开关管关断器件，利用电感并联为其充电；在开关导通期间，将电容串联起来向负载供电，从而提高变换器的升压比，减小占空比，降低开关管纹波电流及关断电流，提高效率。在电容串联向负载供电时，等效电路为多过电压源串联，回路阻抗非常小，会产生尖峰电流，影响系统控制及电磁兼容性。实用新型内容[0006]本实用新型为了解决上述问题，提出了一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，本实用新型通过在环路中引入一个滤波电感，有效解决了电流尖峰问题，并在此基础上采用峰值电流控制，实现对系统的输出电压的稳定控制。[0007]为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：[0008]一种改进型非隔离式高升压比直流变换器，包括直流输入电源，所述直流输入电源正极连接两条支路，第一支路经过第一电容、第一二极管连接负载电容的一端，第二支路经过第一电感、第二电容连接负载电容的另一端；[0009]所述第二电容通过第二二极管与电源负极连接，且第二二极管与电源负极的连接处通过一个开关管与第一电感和第二电容的连接点连接，所述连接点与第一电容和第一二极管的连接点之间正接有第三二极管；[0010]负载电容的一端或两端设置有滤波电感。
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说 明 书
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所述第一电容、第二电容和第一电感的量值根据电感伏秒平衡原理与电容安秒平
衡原理求得。[0012]所述滤波电感滤出尖峰电流，其值小于第一电感。[0013]所述负载电容的两端均设置有滤波电感时，两个滤波电感的电感值为负载电容一端设置滤波电感时的所述滤波电感的电感值的一半。[0014]所述开关管为场效应管。[0015]所述开关管的栅极和源极之间连接有峰值电流控制器。[0016]所述负载电容两端设置有电压采集器，所述电压采集器连接有比较器，所述比较器的输出端连接补偿器，所述补偿器的输出端与峰值电流控制器的输入端。[0017]本实用新型的有益效果为：[0018](1)通过分析基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的工作原理，发现其工作环路中存在尖峰电流，通过在环路中增加一个滤波电感解决该问题，改动小但是效果突出，同时成本投入小。附图说明[0019]图1为现有技术基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器；[0020]图2(a)为基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的开关管导通工作模式；[0021]图2(b)为基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的开关管关断工作模式；[0022]图3为本实用新型的开关管导通时等效电路图；[0023]图4为本实用新型的改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器；[0024]图5为本实用新型的改进后开关管开通等效电路图；[0025]图6为本实用新型的改进后电感L2续流环路图；[0026]图7为本实用新型的改进的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器控制框图；[0027]图8为本实用新型的斜坡补偿示意图；[0028]图9为控制电流到输出电压的频率响应；[0029]图10为电压补偿器频率响应曲线；[0030]图11为改进基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器仿真实验波形示意图；[0031]图12(a)为输入在38V与30之间跳变时的动态响应示意图；[0032]图12(b)为输入在38V与45V之间跳变的动态响应示意图；[0033]图13为负载在满载与半载之间跳变的动态响应示意图；[0034]图14(a)-(d)为电感的放置位置示意图。具体实施方式：[0035]下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。[0036]图1是现有技术所提出的基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器。电感
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说 明 书
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L1工作在连续电流状态下，根据开关管导通/关断，电路可以分为两种工作状态。当开关管导通时，其等效电路如图2(a)所示，直流输入电源Ug为电感L1充电，电容C1、C2与电源Ug串联为负载及输出滤波电容Cf供电；当开关管关断时，其等效电路如图2(b)所示，电感L1与直流输入电源为电容C1、C2充电，同时输出滤波电容为负载供电。[0037]由图2a可以看出，改进前开关管在每一次高频开关闭合导通时，电流通路I是主要的，但由于回路中存在电感L1，电流的变化不会突变，功率开关管电流应力在受控范围内。然而通常设计时输出电压纹波不大，电流通路II通常会被忽略，如此在负荷较重的情况下，输出电压与输入电压之间存在的电压差会增加，回路II内阻非常小，较小的压差也可达到较高的电流峰值，尤其回路1电流值已经较高，两者叠加后的电流尖峰，易造成抗过流能力差的高频开关器件故障。为消除潜在的电流尖峰，增加电感可以有效解决此问题。[0038]但主回路中增加电感的放置位置不同，对功率开关管的影响不同：如图14(a)～图14(c)具有相同的效果，但选择图14(d)中电感位置，功率开关管关断时电压应力高，对二极管D1的开关速度要求高。[0039]因此，本实用新型要求滤波电感位置为图14(a)～图14(c)，其中图14(c)双电感值可减半。
[0040]电路稳态工作时，根据电感的伏秒平衡原理，可以得出：[0041]UgDTs+(-Uc1)(1-D)Ts＝0 (1)[0042]UgDTs+(Ug-Uc2)(1-D)Ts＝0 (2)[0043]式中，D为开关管导通的占空比，Uc1，Uc2分别为电容C1，C2两端电压，分别为：
[0044][0045]
在开关管导通期间，电容C1、C2与电源Ug串联为负载及输出滤波电容Cf供电，输出电压为三者电压之和，其值为：
[0047]
[0046]
通过上述分析，可以看出，在开关管导通期间，电容C1、C2与电源Ug串联后，与Cf及负载R并联，为其充电。[0049]这个过程中，可以将C1、C2与电源Ug等效为电容Cin，与Cf、R并联，等效电路如图3所示，其中Ron为电容、电源、二极管的串联内阻之和，Uin为电容电压与电源电压之和。[0050]Ron＝Rc1+Rc2+RQon+RUg+RD0 (6)[0051]Uin＝Uc1+Uc2+Ug (7)[0052]流过Ron的电流ion为：
[0053]
[0048]
在开关管关断时，电感为电容C1、C2充电，会使电容电压UC1、UC2升高，Uin增大，高于平均电压Uo；电容Cf向负载供电，会使其电压Uout下降，低于平均电压Uo。这导致在Uin与Uout之间存在电压差，环路的导通电阻Ron非常小，所以在开关管导通瞬间会产生瞬间的电流尖峰，影响电路正常运行。
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说 明 书
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为解决电流尖峰问题，如图4所示。在二极管D0后添加一个电感，使其电感值L2<<
L1，工作于断续电流模式，仅起滤波作用。当开关管导通时，忽略导通回路等效电阻，等效电路如图5所示，输出电流ion的变化率don为：
[0056][0057][0058]
当开管断时，电感L2续流，其续流回路如图6所示。输出电流ion的变换率doff为：
稳态时，电感L2在一个的开关周期内电流变化量相同，而don< [0059] 电感电流下降斜率mL1D为： 开关管Q中电流上升斜率为电感L1、L2电流上升斜率之和。电感L1电流上升斜率mL1U 为： [0067][0068][0069][0070][0071][0072][0073] 电感L2的上升斜率为： 开关管Q电流上升斜率mQ为：mQ＝mL1U+mL2U＝5.12A/Ts (15) 开关管初始电流IQ0与电感初始电流相同，计算得：IQ0＝IL0＝IL-0.1IL＝4.74A (16) 6 CN 206023578 U[0074] 说 明 书 5/5页 在dTs时刻，开关管电流IQdTs为： [0075]IQdTs＝IQ0+D*Ts*mQ＝8.836A (17)[0076]根据图8可以计算出稳态时控制电流Ic大小为：[0077]IC＝IQdTs+D*TS*m＝13A (18)[0078]经上述分析得出，系统稳态控制电流Ic＝13A，斜坡补偿斜率-m＝-5.27A/Ts。为设计电压外环控制器，在控制电流稳态工作点处施加扰动，测量控制电流iC到输出电压Uout的频率响应，如图9所示。[0079]从系统频率响应可以看出，系统增益过大，不存在穿越频率，稳定性差。采用二型补偿器对系统进行补偿，图10为所设计电压补偿器频率响应曲线。补偿后，系统穿越频率在1000Hz附近，相角裕度约为70°，系统稳定。直流增益无穷大，能够实现输出电压无差控制。[0080]为了验证所设计系统的正确性，在电力电子仿真软件Saber搭建了系统仿真模型，所采用仿真参数与上文设计参数相一致。[0081]图11为输入电压为38V时，采用峰值电流控制的改进基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器仿真实验波形。从图中可以看出，系统启动时间小于1ms，响应迅速。在输入给定处添加软启动电路，使输出无超调。通过添加电感L2有效抑制环路中尖峰电流，稳态时，环路中无电流尖峰。[0082]图12(a)、图12(b)分别为改进基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器当输入在38V、30V之间切换与输入在38V、45V之间进行切换的动态响应波形图。从图中可以看出，当输入电压波动时，系统能够在1ms内重新达到稳定，动态调节过程短，稳定性良好。[0083]图13为改进基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器当负载在满载与半载之间进行切换的动态响应。从图中可以看出，系统具有良好的负载调整率，响应速度快。[0084]通过分析基于Buck/Buck-Boost衍生的I型高升压比变换器的工作原理，发现其工作环路中存在尖峰电流，通过在环路中增加一个滤波电感解决该问题。在此基础上，采用峰值电流控制模式实现对变换器的稳定控制。仿真结果表明，所提出的解决方法能够有效抑制电流尖峰，系统鲁棒性良好、动态响应迅速。在光伏逆变器前级升压中具有广阔的应用前景。[0085]上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。 7 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 1/6页 图1 图2(a) 图2(b) 图3 图4 8 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 2/6页 图5 图6 图7 图8 9 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 3/6页 图9 图10 10 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 4/6页 图11 图12(a) 11 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 5/6页 图12(b) 图13 12 CN 206023578 U 说 明 书 附 图 6/6页 13 图14 因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容